专利摘要
一种分区自耦补偿三相交流稳压控制方法，由包括自耦补偿式三相主电路单元、补偿控制单元、触发单元、保护驱动单元的三相交流稳压器实现。补偿控制单元由三个包括采样比较电路、延时保护电路、触发选通控制电路、检错判别电路的补偿控制电路组成，分别对三相的交流电源相电压进行电压采样，输出对应的三相触发控制信号、三相不触发区控制信号、三相触发选通控制值判别信号；保护驱动单元依据输入的三相触发选通控制值判别信号是否有效来对三相晶闸管开关组进行保护。所述稳压控制方法在实现互锁控制的同时，还对控制电路是否出现逻辑错误来对晶闸管开关组进行保护，有效地加强了针对三相稳压工作过程出现异常的保护力度。
权利要求
1.一种分区自耦补偿三相交流稳压控制方法，其特征在于：每一相中，将交流电源相电压波动区间范围的电压分成多个电压等级区间来进行补偿控制；对交流电源相电压的电压等级区间进行识别，得到触发选通控制值；由二极管触发选通矩阵依据延迟后的触发选通控制值选择并使相应的触发控制信号有效，控制晶闸管开关组中晶闸管的通断组合状态；晶闸管开关组中晶闸管的通断组合状态控制选择自耦变压器多个输出电压中的0个，或者是1个，或者是多个电压叠加，作为补偿变压器的励磁线圈电压，实现与电压等级区间对应的电压补偿状态；交流电源相电压的每个电压等级区间对应一个电压补偿状态；
三相触发选通控制值中，有一个及一个以上无效时，控制三相晶闸管开关组处于保护状态；
每一相中，触发选通控制值为
每一相中 对交流电源相电压的电压等级区间进行识别，得到触发选通控制值由采样比较电路实现；对触发选通控制值进行延迟，以及产生不触发区控制信号由延时保护电路实现；对触发选通控制值是否有效进行判别由检错判别电路实现，检错判别电路输入延迟后的触发选通控制值并判别其是否有效，输出触发选通控制值判别信号；
保护驱动单元依据输入的三相触发选通控制值判别信号是否有效来停止/启动对三相晶闸管开关组的保护，具体方法是，当三相触发选通控制值判别信号中有一个及一个以上无效时，控制断开三相自耦变压器的输入侧供电电压来使三相晶闸管开关组处于保护状态下；
保护驱动单元依据三相触发选通控制值判别信号是否有效和三相不触发区控制信号是否有效来控制触发单元的供电电源，具体方法是，当三相触发选通控制值判别信号中有一个及一个以上无效时，控制断开触发单元中所有三相触发电路的电源；当三相触发选通控制值判别信号全部有效时，每一相中，不触发区控制信号有效则断开触发单元中同相触发电路的电源，否则，接通触发单元中同相触发电路的电源，同相触发电路正常工作，依据输入的触发控制信号发出触发脉冲。
2.根据权利要求1所述的分区自耦补偿三相交流稳压控制方法，其特征在于：每一相中，在晶闸管开关组中晶闸管的先后2种不同通断组合状态之间，维持一个不触发区时间，关断晶闸管开关组中的所有晶闸管。
3.根据权利要求2所述的分区自耦补偿三相交流稳压控制方法，其特征在于：每一相中，对触发选通控制值是否有效进行判别；当处于维持一个不触发区时间状态，或者是触发选通控制值无效时，切断触发电路的供电电源，停止发出该相的触发脉冲。
4.根据权利要求3所述的分区自耦补偿三相交流稳压控制方法，其特征在于：每一相中，所述维持一个不触发区时间由不触发区控制信号实现；控制不触发区控制信号在触发选通控制值发生改变后输出一个单脉冲；不触发区控制信号在输出单脉冲期间有效，在非输出单脉冲期间无效；不触发区控制信号有效时，维持一个不触发区时间。
5.根据权利要求3-4中任一项所述的分区自耦补偿三相交流稳压控制方法，其特征在于：每一相中，控制晶闸管开关组的触发控制信号由延迟的触发选通控制值控制产生；延迟的触发选通控制值的信号改变时刻晚于触发选通控制值发生改变后不触发区控制信号中单脉冲的前沿时刻，且早于触发选通控制值发生改变后不触发区控制信号中单脉冲的后沿时刻。
6.根据权利要求5所述的分区自耦补偿三相交流稳压控制方法，其特征在于：每一相中，晶闸管开关组中共有
7.根据权利要求3-4中任一项所述的分区自耦补偿三相交流稳压控制方法，其特征在于：每一相中，对交流电源相电压的电压等级区间进行识别，得到触发选通控制值由采样比较电路实现；采样比较电路包括交流电源相电压采样电路和多区间电压比较器电路，交流电源相电压采样电路将交流电源相电压有效值转换为交流电源相电压采样值；多区间电压比较器电路对交流电源相电压采样值与
8.根据权利要求7所述的分区自耦补偿三相交流稳压控制方法，其特征在于：每一相中，多区间电压比较器电路包括
说明书
技术领域
本发明涉及电源技术领域，尤其是一种分区自耦补偿三相交流稳压控制方法。
背景技术
现有的补偿式单相和三相交流稳压器，其优点是稳压范围宽，波形几乎没有失真，整机效率高，负载适应性强。其原理是根据输入电压的高低情况，自动控制补偿变压器上初级绕组的不同绕组线圈的投切，利用初级侧工作绕组和次级绕组的变比关系，或者通过调整初级绕组上所加电压的方式，提供双向多档的电压补偿，从而实现调压稳压的目的。
现有补偿式交流稳压器的不足之处是：采用电机控制碳刷移动来改变向补偿变压器励磁线圈施加不同电压时，碳刷容易磨损，经常出现故障。采用电子开关切换的方式来进行补偿变压器上初级绕组的不同绕组线圈的投切，或者调整初级绕组上所加电压时，电子开关的延迟关断容易造成电源短路故障；采用单片机、PLC等的程序方式控制电子开关切换时，程序飞跑、死机等问题也会造成稳压器失效，或者是因控制逻辑错误造成电源短路故障。
发明内容
为了解决现有补偿式交流稳压器所存在的问题，本发明提供了一种分区自耦补偿三相交流稳压控制方法，包括：
每一相中，将交流电源相电压波动区间范围的电压分成多个电压等级区间来进行补偿控制；对交流电源相电压的电压等级区间进行识别，得到触发选通控制值；由二极管触发选通矩阵依据触发选通控制值选择并使相应的触发控制信号有效，控制晶闸管开关组中晶闸管的通断组合状态；晶闸管开关组中晶闸管的通断组合状态控制选择本相自耦变压器多个输出电压中的0个，或者是1个，或者是多个电压叠加，作为本相补偿变压器的励磁线圈电压，实现与电压等级区间对应的电压补偿状态；交流电源相电压的每个电压等级区间对应一个电压补偿状态。
每一相中，交流电源相电压波动使触发选通控制值发生变化，导致晶闸管开关组中晶闸管需要改变通断组合状态时，在晶闸管开关组中晶闸管的先后2种不同通断组合状态之间，维持一个不触发区时间，关断晶闸管开关组中的所有晶闸管。
每一相中，对触发选通控制值是否有效进行判别；当处于维持一个不触发区时间状态，或者是触发选通控制值无效时，切断触发电路的供电电源，停止发出该相的触发脉冲。
每一相中，所述维持一个不触发区时间由不触发区控制信号实现；控制不触发区控制信号在触发选通控制值发生改变后输出一个单脉冲；不触发区控制信号在输出单脉冲期间有效，在非输出单脉冲期间无效；不触发区控制信号有效时，维持一个的不触发区时间。进一步地，所述触发选通控制值发生改变后，不触发区控制信号中单脉冲的宽度时间在10ms至30ms之间选取。
三相触发选通控制值中，有一个及一个以上无效时，控制三相晶闸管开关组处于保护状态。
每一相中，触发选通控制值为M位二进制值；判别触发选通控制值是否有效的依据是，触发选通控制值的M位二进制值中，有且只有一位有效时，触发选通控制值有效；否则，触发选通控制值无效；触发选通控制值中的位为1有效，为0无效，即触发选通控制值信号中的高电平有效，低电平无效；或者是，触发选通控制值中的位为0有效，为1无效，即触发选通控制值信号中的低电平有效，高电平无效；共有M个触发选通控制值有效。所述M为大于等于2的整数。
每一相中，控制晶闸管开关组的触发控制信号由延迟的触发选通控制值控制产生；延迟的触发选通控制值的信号改变时刻晚于触发选通控制值发生改变后不触发区控制信号中单脉冲的前沿时刻，且早于触发选通控制值发生改变后不触发区控制信号中单脉冲的后沿时刻。
每一相中，设晶闸管开关组中共有N个晶闸管；二极管触发选通矩阵包括M根触发选通控制列线、N根触发驱动行线和多个二极管；M根触发选通控制列线与M位触发选通控制值一一对应，一个有效的触发选通控制值对应使一根触发选通控制列线信号有效；N根触发驱动行线与N个晶闸管一一对应，一根触发驱动行线信号有效对应使一个晶闸管的触发控制信号有效；触发控制信号有效使相应的晶闸管导通；每根触发选通控制列线有效时，对应一个晶闸管开关组中晶闸管的通断组合状态；每根触发选通控制列线信号有效时，对应一个晶闸管开关组中晶闸管的通断组合状态；在每根触发选通控制列线与该列线信号有效时对应通断组合状态需要控制晶闸管导通的触发驱动行线之间均设置二极管进行连接，当某根触发选通控制列线有效时，由二极管使需要控制晶闸管导通的触发驱动行线信号有效；所述N为大于等于4的整数。
每一相中，对交流电源相电压的电压等级区间进行识别，得到触发选通控制值由采样比较电路实现；采样比较电路包括交流电源相电压采样电路和多区间电压比较器电路，交流电源相电压采样电路将交流电源相电压有效值转换为交流电源相电压采样值；多区间电压比较器电路对交流电源相电压采样值与M-1个阈值电压进行比较，得到M位触发选通控制值。
每一相中，多区间电压比较器电路包括M-1个比较器，M-1个比较器均采用正单电源供电；M-1个不同的阈值电压分别连接至M-1个比较器的同相输入端，交流电源相电压采样值同时连接至M-1个比较器的反相输入端；M-1个比较器中，阈值电压最低的比较器直接采用正单电源进行供电，其他比较器均采用可控电源进行供电；比较器采用可控电源供电时，输出端接有下拉电阻，只有在所有阈值电压比其低的比较器全部输出低电平时，可控电源向其正电源端进行供电，否则可控电源停止向其正电源端进行供电；比较器采用可控电源供电且可控电源停止向其正电源端进行供电时，输出低电平；M位触发选通控制值由M-1个比较器的输出值和最高区间判断值组成；当M-1个比较器的输出值全部为低电平时，最高区间判断值为高电平，否则，最高区间判断值为低电平。多区间电压比较器电路中的比较器均优选采用单电源供电的低功耗轨到轨运放。
每一相中，对触发选通控制值进行延迟，以及产生不触发区控制信号的功能由延时保护电路实现；对触发选通控制值是否有效进行判别由检错判别电路实现，检错判别电路输入延迟后的触发选通控制值并判别其是否有效，输出触发选通控制值判别信号。
所述分区自耦补偿三相交流稳压控制方法由包括自耦补偿式三相主电路单元、补偿控制单元、触发单元、保护驱动单元的三相交流稳压器实现。自耦补偿式三相主电路单元的每相主电路均包括补偿变压器、自耦变压器、晶闸管开关组；补偿控制单元输出三相触发控制信号至触发单元；触发单元根据输入的触发控制信号，发出触发信号至自耦补偿式三相主电路单元，控制三相晶闸管开关组中晶闸管的通断；补偿控制单元同时输出三相不触发区控制信号和三相触发选通控制值判别信号至保护驱动单元，保护驱动单元依据输入的三相触发选通控制值判别信号是否有效来停止/启动对三相晶闸管开关组的保护，同时依据三相触发选通控制值判别信号是否有效和三相不触发区控制信号是否有效来控制触发单元的供电电源。三相晶闸管开关组中的晶闸管为晶闸管，或者是2个单向晶闸管反向并联形成的晶闸管交流开关。
补偿控制单元由三个结构相同的补偿控制电路组成；三个补偿控制电路分别对三相交流电源相电压进行电压采样，输出三相触发控制信号、三相不触发区控制信号、三相触发选通控制值判别信号。
每一相的补偿控制电路均包括功能与结构相同的采样比较电路、延时保护电路、触发选通控制电路、检错判别电路，每一相的延时保护电路功能与结构相同，每一相的采样比较电路功能与结构相同，每一相的触发选通控制电路功能与结构相同，每一相的检错判别电路功能与结构相同。
每一相中，触发选通控制电路包括二极管触发选通矩阵；一根触发驱动行线信号有效对应使一个晶闸管的触发控制信号有效的方法是，N根触发驱动行线信号一一对应直接作为N个晶闸管的触发控制信号；一根触发驱动行线信号有效对应使一个晶闸管的触发控制信号有效的方法或者是，所述触发选通控制电路还包括触发控制信号驱动电路；触发控制信号驱动电路的输入为N根触发驱动行线的信号，输出为一一对应的N个晶闸管的触发控制信号。
保护驱动单元依据输入的三相触发选通控制值判别信号是否有效来停止/启动对三相晶闸管开关组的保护的具体方法是，当三相触发选通控制值判别信号中有一个及一个以上无效时，控制断开三相自耦变压器的输入侧供电电压来使三相晶闸管开关组处于保护状态下。三相晶闸管开关组处于保护状态下，三相触发选通控制值判别信号全部恢复为有效时，保护驱动单元自动停止三相晶闸管开关组的保护状态。
保护驱动单元依据三相触发选通控制值判别信号是否有效和三相不触发区控制信号是否有效来控制触发单元的供电电源的具体方法是，当三相触发选通控制值判别信号中有一个及一个以上无效时，控制断开触发单元中所有三相触发电路的电源；当三相触发选通控制值判别信号全部有效时，每一相中，不触发区控制信号有效则断开触发单元中同相触发电路的电源，否则，接通触发单元中同相触发电路的电源，同相触发电路正常工作，依据输入的触发控制信号发出触发脉冲。
三相晶闸管开关组中的晶闸管为双向晶闸管，或者是2个单向晶闸管反向并联的晶闸管交流开关。
本发明的有益效果是：所述采用补偿变压器组和晶闸管开关组进行电压补偿的分区自耦补偿三相交流稳压控制方法采用仅有一位有效的、不同的触发选通控制值，由二极管触发选通矩阵实现了对每相晶闸管开关组中晶闸管不同通断组合状态的选通控制，且保证了晶闸管开关组中同侧晶闸管不同时导通，即实现了晶闸管的互锁控制。在此同时，还对进行交流电源相电压的电压等级区间识别时发生错误，导致输出了无效的触发选通控制值的情况，停止发出触发脉冲且断开三相自耦变压器的输入侧供电电压进行三相晶闸管开关组的保护，有效地加强了所述三相交流稳压控制方法针对工作过程异常的保护力度；在三相晶闸管开关组处于保护状态时，如果三相触发选通控制值全部恢复为有效，则能够自动停止三相晶闸管开关组的保护状态并使其重新处于补偿工作状态。分区自耦补偿三相交流稳压控制方法未采用单片机、PLC等的程序方式控制晶闸管的通、断切换，避免了程序飞跑、死机等问题造成的稳压故障。上述功能使三相交流稳压的工作更加稳定、可靠。
附图说明
图1为实现交流稳压控制方法的三相交流稳压器组成框图；
图2为A相补偿控制电路的组成框图；
图3为自耦补偿式三相主电路单元实施例1中的A相主电路；
图4为自耦补偿式三相主电路单元实施例2中的A相主电路；
图5为A相补偿控制电路中采样比较电路实施例1；
图6为A相补偿控制电路中采样比较电路实施例2；
图7为A相延时保护电路实施例框图；
图8为延时检测模块针中对A相触发选通控制值信号Y11的延时检测电路实施例1；
图9为延时检测模块针中对A相触发选通控制值信号Y11的延时检测电路实施例2；
图10为延时检测模块针中对A相触发选通控制值信号Y11的延时检测电路实施例3；
图11为A相不触发区控制信号产生模块实施例；
图12为A相延时保护电路中部分相关波形示意图；
图13为触发单元中触发A相主电路中双向晶闸管SR1的触发电路实施例；
图14为A相触发选通控制单元实施例1；
图15为A相触发选通控制单元实施例2；
图16为A相触发选通控制单元实施例3；
图17为A相检错判别电路实施例；
图18为保护驱动单元实施例。
具体实施方式
以下结合附图对本发明作进一步说明。
图1实现交流稳压控制方法的三相交流稳压器组成框图，补偿控制单元输出三相触发控制信号P5至触发单元，三相触发控制信号P5由A相、B相、C相触发控制信号P5A、P5B、P5C组成；触发单元根据输入的三相触发控制信号，发出三相触发信号P6至自耦补偿式三相主电路单元，控制A、B、C三相主电路晶闸管开关组中双向晶闸管的通断。补偿控制单元同时输出三相不触发区控制信号P4和三相触发选通控制值判别信号P7至保护驱动单元，三相不触发区控制信号P4包括A相、B相、C相不触发区控制信号P4A、P4B、P4C，三相触发选通控制值判别信号P7包括A相、B相、C相A相触发选通控制值判别信号P7A、P7B、P7C；保护驱动单元依据输入的三相触发选通控制值判别信号是否有效来停止/启动对三相晶闸管开关组的保护，同时依据三相触发选通控制值判别信号是否有效和三相不触发区控制信号是否有效来控制触发单元的供电电源。
补偿控制单元由A、B、C三相的补偿控制电路组成，图2为A相补偿控制电路的组成框图，采样比较电路对A相交流电源相电压进行电压采样，输出A相触发选通控制值P2A；延时保护电路输入A相触发选通控制值P2A，输出延迟后的A相触发选通控制值P3A和A相不触发区控制信号P4A；触发选通控制电路输入延迟后的A相触发选通控制值P3A，输出A相触发控制信号P5A；检错判别电路判别输入的A相触发选通控制值P3A是否有效，输出A相触发选通控制值判别信号P7A。B相、C相补偿控制电路的结构、功能、控制逻辑与A相相同，分别对B相交流电源相电压、C相交流电源相电压进行电压采样和控制，输出B相、C相触发控制信号P5B、P5C，B相、C相不触发区控制信号P4B、P4C和B相、C相A相触发选通控制值判别信号P7B、P7C。
图3为自耦补偿式三相主电路单元实施例1中的A相主电路，包括补偿变压器TB1和自耦变压器TB2，6个双向晶闸管SR1-SR6共同组成A相晶闸管开关组，熔断器FU1和继电器常开开关KA-1、继电器常闭开关KA-2组成A相继电器保护电路。
图3中，补偿变压器TB1的补偿线圈串联在A相相线上，相线输入端为L1A，输出端为L2A。TB1励磁线圈上的电压由A相晶闸管开关组控制。自耦变压器TB2有3个输出抽头C1、C2、C3，双向晶闸管SR1、SR3、SR5的一端并联后连接至TB1励磁线圈的一端，SR1、SR3、SR5的另外一端分别连接至抽头C1、C2、C3；双向晶闸管SR2、SR4、SR6的一端并联后连接至TB1励磁线圈的另外一端，SR2、SR4、SR6的另外一端则分别连接至抽头C1、C2、C3。设自耦变压器TB2抽头C1、C2间的输出电压U12与C2、C3间的输出电压U23不同，电压U23是电压U12的2倍；则晶闸管开关组最多有正向U12、正向U23、正向U12+U23、反向U12、反向U23、反向U12+U23共6种励磁线圈电压补偿状态，外加一种输入电压在正常范围之内时的0电压补偿状态，A相相线输入端L1A输入的交流电源相电压能够最多被分成7个电压区间进行补偿控制。图3中，N为零线，G11、G12至G61、G62分别为双向晶闸管SR1至SR6的触发信号输入端。图3中，双向晶闸管SR1、SR3、SR5组成同侧晶闸管，双向晶闸管SR2、SR4、SR6组成另一同侧晶闸管；为避免短路，同侧晶闸管中不能同时有2个及2个以上的晶闸管同时导通；例如，SR1、SR3不能同时导通，SR4、SR6不能同时导通，等等。
图4为自耦补偿式三相主电路单元实施例2中的A相主电路，包括补偿变压器TB1和自耦变压器TB2，8个双向晶闸管SR1-SR8共同组成A相晶闸管开关组，熔断器FU1和继电器常开开关KA-1、继电器常闭开关KA-2组成A相继电器保护电路。
图4中，补偿变压器TB1的补偿线圈串联在A相相线上，相线输入端为L1A，输出端为L2A。TB1励磁线圈上的电压由晶闸管开关组控制。自耦变压器TB2有4个输出抽头C1、C2、C3、C4，双向晶闸管SR1、SR3、SR5、SR7的一端并联后连接至TB1励磁线圈的一端，SR1、SR3、SR5、SR7的另外一端分别连接至抽头C1、C2、C3、C4；双向晶闸管SR2、SR4、SR6、SR8的一端并联后连接至TB1励磁线圈的另外一端，SR2、SR4、SR6、SR8的另外一端则分别连接至抽头C1、C2、C3、C4。设自耦变压器TB2抽头C1、C2间的输出电压U12，C2、C3间的输出电压U23，C3、C4间的输出电压U34各不不同，电压U23是电压U12的3倍，电压U34是电压U12的2倍；则晶闸管开关组包括正向U12、正向U23、正向U34、正向U12+U23、正向U23+U34、正向U12+U23+U34、反向U12、反向U23、反向U34、反向U12+U23、反向U23+U34、反向U12+U23+U34共12种励磁线圈电压补偿状态，外加一种输入电压在正常范围之内时的0电压补偿状态，相线输入端L1A输入的A相交流电源相电压能够被分成最多13个电压区间进行补偿控制。图4中，N为零线，G11、G12至G81、G82分别为双向晶闸管SR1至SR8的触发信号输入端。图4中，双向晶闸管SR1、SR3、SR5、SR7组成同侧晶闸管，双向晶闸管SR2、SR4、SR6、SR8组成另一同侧晶闸管；为避免短路，同侧晶闸管中不能同时有2个及2个以上的晶闸管同时导通；例如，SR1、SR7不能同时导通，SR4、SR8不能同时导通，等等。
图3、图4中的每个双向晶闸管均可以用2个反向并联的单向晶闸管替代。图3、图4中，继电器常开开关和继电器常闭开关组成继电器保护开关。
自耦补偿式三相主电路单元为三相四线制电路，A、B、C三相的主电路采用相同的电路结构与形式，分别对A、B、C相的相电压进行补偿，即B、C两相采用与A相主电路相同的电路结构与补偿方式，分别对B、C相的相电压进行补偿。
图5为A相补偿控制电路中采样比较电路实施例1，针对自耦补偿式三相主电路单元实施例1进行补偿控制。将A相交流电源相电压波动区间范围的电压分成M个电压等级区间，A相采样比较电路对A相交流电源相电压进行电压采样得到A相交流电源相电压采样值，由M个比较器对A相交流电源相电压采样值进行比较，输出M位二进制数构成的A相触发选通控制值；当A相交流电源相电压处于M个电压等级区间中的一个时，M位A相触发选通控制值中对应的一位有效，其他位无效。M位A相触发选通控制值的有效位为高电平，即二进制1；无效位为低电平，即二进制0；或者是，M位A相触发选通控制值的有效位为低电平，即二进制0；无效位为高电平，即二进制1。
图5的交流电源相电压采样电路中，从A相相线L1A和零线N输入的A相交流电源相电压经变压器TV降压后，由二极管DV1-DV4组成的整流桥整流，再经电容CV1滤波和电阻RV1、RV2分压，得到与输入的A相交流电源相电压有效值成正比例关系的A相交流电源相电压采样值U1。
图5的多区间电压比较器电路中，电阻RF1-RF8组成分压电路，对电源+VCC1分压后，得到7个阈值电压UF1-UF7。7个比较器FA1-FA7实现A相交流电源相电压采样值U1与7个阈值电压UF1-UF7的比较，输出的A相触发选通控制值P2A由7个比较器FA1-FA7的输出Y11-Y17组成，将A相交流电源相电压波动区间范围的电压分成7个电压等级区间1-7。运放FA0组成跟随器，A相交流电源相电压采样值U1经跟随器FA0驱动后，被同时送至比较器FA1-FA7的反相输入端；A相交流电源相电压采样值U1也可以不经跟随器FA0驱动直接同时送至比较器FA1-FA7的反相输入端；7个阈值电压UF1-UF7被分别送至比较器FA1-FA7的同相输入端。图5中，还可以用其他的精密电源来替换电源+VCC1，分压电路对精密电源进行分压，能使阈值电压更加精确。运放FA0和比较器FA1-FA7均优选采用低功耗单电源供电的轨到轨运放，例如，选择OPA317、AD8517、MCP6291、TLV2450、TLV2451、TLV2460、TLV2461等静态工作电源电流小于1mA的单通道轨到轨运放。
图5中，或非门FH2-FH7组成比较器FA2-FA7的可控供电电源，即比较器FA2-FA7的供电电源分别受到输出Y11-Y16的控制；电阻RB2-RB7分别为输出Y12-Y17的下拉电阻，当相应比较器的供电电源为接近0V，其输出为高阻态时，将电平拉为低电平。比较器FA1的供电电源接至电源+VCC1，处于正常工作状态，输出Y11同时控制比较器FA2-FA7的供电电源。例如，当输入的A相交流电源相电压低，处于7个电压等级区间的最低一个电压等级区间1时，Y11输出高电平，或非门FH2-FH7全部输出为低电平，比较器FA2-FA7的单电源供电电源全部为接近0V，输出均为接近0V或者是高阻态，电阻RB2-RB7分别将输出Y12-Y17拉为低电平。当输入的A相交流电源相电压不在7个电压等级区间的最低一个电压等级区间1时，Y11输出低电平，或非门FH2输出高电平向比较器FA2提供供电电源，此时，如果输入的A相交流电源相电压处于电压等级区间2时，Y12输出高电平，或非门FH3-FH7全部输出为低电平，比较器FA3-FA7的单电源供电电源全部为接近0V，输出均为接近0V或者是高阻态，电阻RB3-RB7分别将输出Y13-Y17拉为低电平。当输入的A相交流电源相电压高于电压等级区间2时，Y11、Y12均输出低电平，或非门FH2、FH3均输出高电平，分别向比较器FA2、FA3提供供电电源，此时，如果输入的A相交流电源相电压处于电压等级区间3时，Y13输出高电平，或非门FH4-FH7全部输出为低电平，比较器FA4-FA7的单电源供电电源全部为接近0V，输出均为接近0V或者是高阻态，电阻RB4-RB7分别将输出Y14-Y17拉为低电平。依此类推，当输入的A相交流电源相电压处于电压等级区间4时，Y14输出高电平，其他输出为低电平；当输入的A相交流电源相电压处于电压等级区间5时，Y15输出高电平，其他输出为低电平；当输入的A相交流电源相电压处于电压等级区间6时，Y16输出高电平，其他输出为低电平；当输入的A相交流电源相电压处于电压等级区间7时，Y17输出高电平，其他输出为低电平。或非门FH2-FH7选择74HC系列高速CMOS门电路时，例如，选择8输入或非门74HC4078、三路3输入或非门74HC27、四路2输入或非门74HC02等，或者是74HC系列高速CMOS或门加非门实现或非门功能时，由于74HC系列高速CMOS的高电平驱动电流能够达到4mA，足够驱动静态工作电源电流小于1mA的单通道轨到轨运放。或非门FH1-FH6的供电电源为电源+VCC1。
设输入的A相交流电源相电压波动范围为220V±10％，要求将其稳定在220V±2％的范围内输出。采用图5采样比较单元实施例1，可以将输入在242V至198V之间的电压分为区间电压大小为6.4V的7个电压等级区间，其中的3个电压等级区间的电压高于要求的输出电压范围，需要进行降压补偿；3个电压等级区间的电压低于要求的输出电压范围，需要进行升压补偿；1个电压等级区间在要求的输出电压范围之内，进行0电压补偿，即不补偿。6.4V的电压区间不大于220V±1.5％，满足输出控制在220V±2％之内的要求；6.4V的7个电压等级区间对应的交流电源电压波动区间为242.4V至197.6V，覆盖了实际波动的范围。采用图3自耦补偿式三相主电路单元实施例1中的A相主电路进行补偿，自耦变压器TB2的输入电压为交流220V，仅用输出电压U12做TB1的励磁线圈电压时，TB1补偿电压为6.4V，仅用输出电压U23做TB1的励磁线圈电压时，TB1补偿电压为12.8V；同时使用输出电压U12、U23做TB1的励磁线圈电压时，TB1补偿电压为19.2V。阈值电压UF1-UF7的选择和A相交流电源相电压采样值U1与A相交流电源相电压之间的比例相关；设A相交流电源相电压采样值U1与A相交流电源相电压之间的比例为0.01，即A相交流电源相电压采样值U1为A相交流电源相电压有效值的1％，输入在242V至198V之间的相电压对应的相电压采样值范围是2.42V至1.98V；将A相交流电源相电压分为区间电压大小为6.4V的7个电压等级区间时，7个阈值电压UF7-UF1分别为2.424V、2.36V、2.296V、2.232V、2.168V、2.104V、2.04V，分别与将242.4V至197.6V范围电压区分为7个电压等级区间上限值的电压采样值对应；根据7个阈值电压UF1-UF7和+VCC1的大小，可以计算出电阻RF1-RF8的大小。
由于补偿式主电路实施例1的补偿方式自动具有施密特特性，比较器FA1至比较器FA7没有组成施密特比较器。图5输出的触发选通控制值高电平有效；在比较器FA1-FA7的输出端均增加一级反相器，则输出的触发选通控制值变为低电平有效。
图5的采样比较单元实施例1中，当输入的A相交流电源相电压低于最小电压等级区间范围时，输出的触发选通控制值中与最小电压等级区间对应的输出信号有效，即输出为Y11有效；此时主电路按照输入的A相交流电源相电压处于最小电压等级区间进行相应的电压降压补偿。当输入的A相交流电源相电压高于最大电压等级区间范围时，输出的触发选通控制值中所有信号均无效，此时主电路不进行电压补偿。如果去掉图5的采样比较单元实施例1中的比较器FA7，比较器FA6-FA1的6个阈值电压UF6-UF1不变，为与分隔7个电压等级区间的交流电源相电压值相对应的相电压采样值的6个中间分隔电压值；直接将或非门FH7的输出信号，即最高区间判断值Y17-1作为触发选通控制值中的Y17，则当输入的A相交流电源相电压处于或者高于最大电压等级区间范围时，均为Y17输出有效，主电路按照输入的A相交流电源相电压处于最大电压等级区间进行相应的电压降压补偿。
图5的实施例1也可以针对补偿式三相主电路单元实施例2进行，此时，需要将A相交流电源相电压波动区间范围的电压分成更多的电压等级区间。例如，将A相交流电源相电压波动区间范围的电压分成13个电压等级区间时，图5的电路应该扩展至13个比较器，与13个大小不同的阈值电压进行比较；或者是采用12个比较器，与12个大小不同的阈值电压进行比较；输出的触发选通控制值P2A将由13位，例如，Y11-Y113组成。
图5的A相采样比较电路实施例1无论是用于对自耦补偿式三相主电路单元实施例1，还是对自耦补偿式三相主电路单元实施例2进行补偿控制，B相、C相均采用与A相结构、功能相同的采样比较电路；A、B、C三相采样比较电路中的阈值电压，可以由同一个分压电路提供，也可以由各自的分压电路提供。
图6为A相补偿控制电路中采样比较电路实施例2，针对自耦补偿式三相主电路单元实施例2进行补偿控制。图6中，FD1为真有效值检测器件LTC1966，LTC1966与变压器TV1、电容CV2、电容CV3构成交流电源相电压采样电路，对从A相相线L1A和零线N输入的A相交流电源相电压有效值进行测量，得到交流电源相电压采样值U2。LTC1966的UIN1、UIN2为交流电压差分输入端，USS为可以接地的负电源输入端，UDD为正电源输入端，GND为地端，EN为低电平有效的使能控制输入端，UOUT为电压输出端，COM为输出电压返回端。
图6中，FD2、电阻RD1、电阻RD2、反相器FB1-FB10组成多区间电压比较器电路；FD2为10级比较显示驱动器LM3914，内部含10个1kΩ精密电阻串联起来的内分压器电路，形成10个比较阈值电压分别连接至内部10个比较器的正输入端，将A相交流电源相电压波动区间范围的电压分成10个电压等级区间1-10。6脚为内分压器电路高端，经电阻RD1连接至7脚的内部标准电源输出VREF；4脚为内分压器电路低端，经电阻RD2连接至地；8脚为内部标准电源低端，连接至地；2脚为负电源端，连接至地；3脚为正电源端，连接至电源+VCC1；5脚为信号输入端，连接至A相交流电源相电压采样值U2，内部连接至10个比较器的负输入端；LM3914的10-18脚、1脚输出的信号L10至L1为与10个比较器的输出结果，其中L10的比较阈值电压最高，依次降低，L1比较阈值电压最低；L1至L10均低电平有效；9脚的模式控制端悬空，实现L1至L10的点状输出，即单个低电平输出有效。图6中，内分压器电路高端也可以经电阻RD1连接至其他电源，例如，电源+VCC1。
图6中，10个反相器FB1-FB10用于对输出信号L1-L10分别进行反相，得到10位二进制Y11-Y110组成的、高电平有效的A相触发选通控制值P2A。A相交流电源相电压处于10个电压等级区间1-10中的一个时，Y11-Y110中对应的一位为高电平，其他位为低电平。例如，当输入的A相交流电源相电压处于电压等级区间10时，Y110输出高电平，其他输出为低电平；当输入的A相交流电源相电压处于电压等级区间9时，Y19输出高电平，其他输出为低电平；当输入的A相交流电源相电压处于电压等级区间5时，Y15输出高电平，其他输出为低电平；当输入的A相交流电源相电压处于电压等级区间1时，Y11输出高电平，其他输出为低电平。取消图5中的反相器FB1-FB10直接使用输出信号L1-L10作为A相触发选通控制值Y11-Y110时，A相触发选通控制值低电平有效。反相器FB1-FB10均采用电源+VCC1供电。
图6中使用了LM3914内部10个比较器中的10个比较器，将A相交流电源相电压比较区分为10个电压等级区间。设A相交流电源相电压波动范围为220V+10％至220V-20％，要求将其稳定在220V±2％的范围内输出。采用图6的采样比较电路实施例2，将输入在242V至176V之间的电压分为区间电压大小为7V的10个电压等级区间，其中的3个电压等级区间的电压高于要求的输出电压范围，需要进行降压补偿；6个电压等级区间的电压低于要求的输出电压范围，需要进行升压补偿；1个电压等级区间在要求的输出电压范围之内，进行0电压补偿，即不补偿。7V的电压区间为220V±1.6％，满足输出控制在220V±2％之内的要求，7V的10个电压等级区间对应的交流电源电压波动区间为244.5V至174.5V，覆盖了实际波动的范围。采用图4补偿式三相主电路单元实施例2中的A相主电路进行补偿，自耦变压器TB2的输入电压为交流220V，仅用输出电压U12做TB1的励磁线圈电压时，TB1补偿电压为7V；仅用输出电压U23做TB1的励磁线圈电压时，TB1补偿电压为21V；仅用输出电压U34做TB1的励磁线圈电压时，TB1补偿电压为14V；同时使用输出电压U12、U23做TB1的励磁线圈电压时，TB1补偿电压为28V；等等。阈值电压的选择和A相交流电源相电压采样值U2与A相交流电源相电压之间的比例相关；设A相交流电源相电压采样值U2与A相交流电源相电压之间的比例为0.005，即A相交流电源相电压采样值U2为A相交流电源相电压有效值的0.5％，输入在242V至176V之间的相电压对应的相电压采样值范围是1.21V至0.88V；则将A相交流电源相电压分为区间电压大小为7V的10个电压等级区间的10个阈值电压分别为1.1875V、1.1525V、1.1175V、1.0825V、1.0475V、1.0125V、0.9775V、0.9425V、0.9075V、0.8725V，分别与将244.5V至174.5V范围电压区分为10个电压等级区间的下限值的电压采样值对应；内分压器电路高端的电压接至最高比较器正输入端，故6脚电压为1.1875V。根据该10个阈值电压和内部标准电源输出VREF(1.2V或者1.25V)的大小，可以计算出电阻RD1、RD2的大小。如果要求提高电压补偿的精度或者是输入电压的波动范围更大，要求图6的A相采样比较电路实施例2将电压等级区分为更多的电压等级区间时，例如，需要将A相交流电源相电压波动区间范围的电压分成13个电压等级区间时，可采用2片LM3914实现，将2片LM3914中的内分压器电路串联，形成20个比较阈值电压，构成20级比较器电路；选择其中的13级比较输出，输出的A相触发选通控制值将由13位，例如，Y11-Y113组成。
图6的采样比较电路实施例2中，当输入的A相交流电源相电压高过最大电压等级区间范围时，输出的A相触发选通控制值为与最大电压等级区间对应的输出信号有效，即输出为Y110有效，主电路按照A相交流电源相电压处于最大电压等级区间进行相应的电压降压补偿。当输入的A相交流电源相电压低于最小电压等级区间范围时，输出的A相触发选通控制值中所有信号均无效，此时主电路不进行电压补偿。
图6中使用了LM3914内部10个比较器中的10个比较器，将A相交流电源相电压比较区分为10个电压等级区间。可以只采用LM3914内部10个比较器中的9个比较器，将A相交流电源相电压比较区分为10个电压等级区间；例如，各比较器的比较阈值电压不改变，9个比较器的比较阈值电压为与分隔10个电压等级区间的交流电源相电压值相对应的相电压采样值的9个中间分隔电压值；不用图6中LM3914的输出L1反相后作为A相触发选通控制值中的Y11，Y11选择由A相触发选通控制值中的Y12-Y110控制产生，即Y12-Y110全部无效时，使Y11有效，否则，使Y11无效；此时，当输入的A相交流电源相电压处于或者高过最大电压等级区间范围时，输出的A相触发选通控制值为Y110有效，主电路按照A相交流电源相电压处于最大电压等级区间进行相应的电压降压补偿；当输入的A相交流电源相电压处于或者低于最小电压等级区间范围时，均为Y11输出有效，主电路按照输入的A相交流电源相电压处于最小电压等级区间进行相应的电压升压补偿。
图6的A相采样比较电路实施例2也可以用于对自耦补偿式三相主电路单元实施例1进行补偿控制，此时只需将输入的交流电源相电压波动区间范围的电压区分为不超过7个电压等级区间，选择其中不超过7级的比较输出即可。
图6的A相采样比较电路实施例2无论是用于对自耦补偿式三相主电路单元实施例1，还是对自耦补偿式三相主电路单元实施例2进行补偿控制，B相、C相均采用与A相结构、功能相同的采样比较电路。
除图5或者图6的A相采样比较电路实施例外，针对自耦补偿式三相主电路单元实施例1或者是实施例2进行补偿控制，三相的采样比较电路还可以选择其他的交流电源相电压采样电路和比较电路，实现采样比较电路所要求的功能。图5交流电源相电压采样电路输出的交流电源相电压采样值U1，可以送至图6的多区间电压比较器电路进行比较，输出触发选通控制值；图6交流电源电压采样电路输出的交流电源电压采样值U2，可以送至图5的多区间电压比较器电路进行比较，输出触发选通控制值。
图7为A相延时保护电路实施例框图，其中，延时检测模块YC1分别对输入的M位A相触发选通控制值Y11-Y1M进行信号延迟得到延迟后的A相触发选通控制值Y21-Y2M，Y21-Y2M组成P3A；YC1模块同时分别对M位Y11-Y1M信号进行边沿检测得到M位边沿检测信号Y31-Y3M；不触发区控制信号产生模块YC2将输入的边沿检测信号Y31-Y3M转换为A相不触发区控制信号P4A输出。图7的实施例框图中，延时检测模块YC1的输入为图5中A相补偿控制电路采样比较电路实施例1输出的A相触发选通控制值时，M等于7。图7的实施例框图中，延时检测模块YC1的输入为图6中A相补偿控制电路采样比较电路实施例2输出的A相触发选通控制值时，M等于10。B相、C相采用与A相相同的延时保护电路。
图8为延时检测模块针中对A相触发选通控制值信号Y11的延时检测电路实施例1。电阻RY0、电容CY0、驱动门FY0实现对Y11的信号延迟，得到Y11经延迟后的信号Y21。电阻RY1、电容CY1、二极管DY1、反相器FY1组成针对输入信号Y11的上升沿检测电路，反相器FY1的输出信号YP1中，在Y11上升沿之后输出与之相应的负脉冲形式的单脉冲。电阻RY2、电容CY2、二极管DY2、反相器FY2、FY3组成针对输入信号Y11的下降沿检测电路，反相器FY3的输出信号YP2中，在Y11下降沿之后输出与之相应的负脉冲形式的单脉冲。与非门FY4实现的是或逻辑(负逻辑下)功能，当输入信号YP1、YP2中有负脉冲产生时，与非门FY4输出的边沿检测信号Y31中产生正脉冲，即当输入信号Y11有变化时，与非门FY4输出一个正脉冲形式的单脉冲。图8中，驱动门FY0、反相器FY1、反相器FY3优选带施密特输入的器件，例如，反相器选择74HC14，CD40106等等；驱动门FY0可由2个带施密特输入的反相器组成。
图9为延时检测模块针中对A相触发选通控制值信号Y11的延时检测电路实施例2。反相器FY5、电阻RY3、电容CY3对输入信号Y11进行反相和延迟，得到Y11经延迟的反相信号YP0；反相器FY6再将YP0反相，得到Y11经延迟后的信号Y21。与非门FY7输入的信号为Y11和Y11经延迟的反相信号YP0，输出信号YP1中产生与Y11上升沿相应的负脉冲形式的单脉冲；或门FY8输入的信号为Y11和Y11经延迟的反相信号YP0，输出信号YP2中产生与Y11下降沿相应的负脉冲形式的单脉冲。与非门FY9实现的是或逻辑(负逻辑下)功能，当输入信号YP1、YP2中有负脉冲产生时，与非门FY9输出的边沿检测信号Y31中产生正脉冲，即当输入信号Y11有变化时，与非门FY9输出一个正脉冲形式的单脉冲。图9中，反相器FY6、与非门FY7、或门FY8优选带施密特输入的器件，例如，反相器选择74HC14，CD40106等等；与非门选择74HC132、CD4093等等；或门选择74HC7032，或者是选择2个带施密特输入的反相器和1个与非门来实现或门功能。
图10为延时检测模块针中对A相触发选通控制值信号Y11的延时检测电路实施例3，其中由电阻RY1、电容CY1、二极管DY1、反相器FY1组成针对输入信号Y11的上升沿检测电路，和由电阻RY2、电容CY2、二极管DY2、反相器FY2、FY3组成针对输入信号Y11的下降沿检测电路，以及利用与非门FY4输出边沿检测信号Y31的电路与图8的实施例1相同。图10中，由反相器FY11、FY12、FY13、FY14实现对Y11的信号延迟，得到Y11经延迟后的信号Y21。
针对A相触发选通控制值中的信号Y11的延时检测电路可以选择图8、图9、图10实施例1-3中的任何一种；通常情况下，针对A、B、C三相触发选通控制值中的所有信号，均采用同一种延时检测电路。例如，设M等于7，A、B、C三相的A相触发选通控制值均由7位二进制数值组成，则共需要21个延时检测电路；21个延时检测电路可以全部采用图8的实施例1，或者是全部采用图9的实施例2，或者是全部采用图10的实施例3。延时检测电路也可以采用满足要求的其他电路来实现其功能。
各相的不触发区控制信号产生模块功能是，当输入针对本相A相触发选通控制值的边沿检测信号中的任何一个或者多个产生有与边沿相关的单脉冲时，该相的不触发区控制信号中输出一个单脉冲。图11为A相不触发区控制信号产生模块实施例，由包括有M个输入的或非门FY10实现相应的功能，或非门FY10的输入信号为A相的边沿检测信号Y31-Y3M，输出为A相不触发区控制信号P4A。图11实施例中，A相不触发区控制信号输出的单脉冲为负脉冲，即不触发区控制信号低电平有效；当或非门FY10换成或门时，不触发区控制信号输出的单脉冲为正脉冲。如果输入的边沿检测信号Y31-Y3M中产生的有与边沿相关的单脉冲为负脉冲，则图11中的或非门应该更改为与非门或者是与门，实现负逻辑下的或逻辑功能。
延时保护电路中的所有门电路均采用单电源+VCC1供电。图12为延时保护电路中的部分相关波形示意图。从采样比较电路的原理及要求可知，其输出的A相触发选通控制值发生正常改变时，每次都有2位发生变化。图12中，A相触发选通控制值中的Y11分别发生一次上升沿改变和下降沿改变，Y21是Y11延迟T1时间后的A相触发选通控制值；在图8的延时检测电路实施例1中，T1由电阻RY0与电容CY0的乘积大小(即时间常数大小)决定；在图9的延时检测电路实施例2中，T1由电阻RY3与电容CY3的乘积大小决定；在图10的延时检测电路实施例3中，T1由反相器FY11、FY12、FY13、FY14本身的门延迟时间大小决定。图12中，信号YP1中因Y11上升沿产生的负脉冲宽度为T2；在图8的延时检测电路实施例1和图10的延时检测电路实施例3中，T2由电阻RY1与电容CY1的乘积大小决定；在图9的延时检测电路实施例2中，T2由电阻RY3与电容CY3的乘积大小决定。图12中，信号YP2中因Y11下降沿产生的负脉冲宽度为T3；在图8的延时检测电路实施例1和图10的延时检测电路实施例3中，T3由电阻RY2与电容CY2的乘积大小决定；在图9的延时检测电路实施例2中，T3由电阻RY3与电容CY3的乘积大小决定。图12中，边沿检测信号Y31中的2个正脉冲分别与信号YP1中因Y11上升沿产生的负脉冲和信号YP2中因Y11下降沿产生的负脉冲对应。设在图12A相触发选通控制值中的Y11发生上升沿改变时，A相触发选通控制值中的Y12发生下降沿改变，此时其对应的边沿检测信号Y32相应产生一个正脉冲；设当Y11发生下降沿改变时，A相触发选通控制值中的Y12同时发生一次上升沿改变，此时其对应的边沿检测信号Y32中相应产生一个正脉冲；在此期间，Y11、Y12之外的其他触发选通控制值信号没有发生变化，与Y11、Y12之外其他触发选通控制值信号相应的边沿检测信号均为低电平，图12中未画出。依据前述的不触发区控制信号产生模块的或逻辑功能，不触发区控制信号产生模块输出的单脉冲宽度与输入的边沿检测信号中共同产生该单脉冲的输入脉冲中最宽的脉冲宽度相同，这种宽度差异是因不同延时检测电路中决定T2、T3的电阻、电容值的差异所造成。图12中，Y31中的第1个正脉冲比Y32中的第1个正脉冲宽，Y31中的第2个正脉冲比Y32中的第2个正脉冲窄，不触发区控制信号P4A中的第1个负脉冲宽度与边沿检测信号Y31中的第1个正脉冲宽度一致，不触发区控制信号P4A中的第2个负脉冲宽度与边沿检测信号Y32中的第2个正脉冲宽度一致。
在图8的延时保护电路中延时检测电路实施例1中，A相触发选通控制值发生改变至对应的不触发区控制信号单脉冲前沿的延迟时间为门电路FY1、FY4以及图11中FY10的延迟时间之和，或者是门电路FY3、FY4以及图11中FY10的延迟时间之和；由电阻RY0与电容CY0的乘积大小决定的A相触发选通控制值的信号延迟时间T1的选择范围是ms数量级，显然，大于A相触发选通控制值发生改变至对应的不触发区控制信号单脉冲前沿的延迟时间，即等级编码值信号延迟改变的时刻晚于A相触发选通控制值发生改变后输出的单脉冲的前沿时刻。严格来说，T1实际上包括电阻RY0与电容CY0所造成的滞后时间，以及门电路FY0的延迟时间之和。图8实施例1中，在选择参数时，要使T2的值和T3的值均大于T1的值，使等级编码值信号延迟改变的时刻满足需早于A相触发选通控制值发生改变后输出的单脉冲的后沿时刻的要求。
在图9延时保护电路中的延时检测电路实施例2中，A相触发选通控制值发生改变至对应的不触发区控制信号单脉冲前沿的延迟时间为门电路FY7、FY9以及图11中FY10的延迟时间之和，或者是门电路FY8、FY9以及图11中FY10的延迟时间之和；T1为ms数量级的数值，显然，此时由电阻RY3与电容CY3的乘积大小决定的A相触发选通控制值的信号延迟时间T1大于A相触发选通控制值发生改变至对应的不触发区控制信号单脉冲前沿的延迟时间，即A相触发选通控制值信号延迟改变的时刻晚于A相触发选通控制值发生改变后输出的单脉冲的前沿时刻。图9的延时检测电路实施例2中，A相触发选通控制值信号延迟改变的时刻与A相触发选通控制值发生改变后输出的单脉冲的后沿时刻均受信号YP0改变的影响；A相触发选通控制值信号延迟改变的时刻为信号YP0改变后再经门电路FY6的延迟；A相触发选通控制值发生改变后输出的单脉冲的后沿时刻为信号YP0改变后再经门电路FY7、FY9和图11中FY10的延迟时间之和，或者是信号YP0改变后再经门电路FY8、FY9和图11中FY10的延迟时间之和；显然，此时A相触发选通控制值信号延迟改变的时刻比A相触发选通控制值发生改变后输出的单脉冲的后沿时刻少经过2个门电路的延迟时间，满足A相触发选通控制值信号延迟改变的时刻需早于A相触发选通控制值发生改变后输出的单脉冲的后沿时刻的要求。
图13为触发单元中触发图3自耦补偿式三相主电路单元实施例1，或者是触发图4自耦补偿式三相主电路单元的A相主电路中双向晶闸管SR1的触发电路实施例，由交流触发光耦UG1、电阻RG1、电阻RG2组成，触发控制信号P51低电平有效。交流触发光耦UG1可以选择MOC3022、MOC3023、MOC3052、MOC3053等移相型双向晶闸管输出光电耦合器。电源+VCCA为受保护驱动单元控制的A相触发电路受控电源。触发图3自耦补偿式三相主电路单元实施例1的A相主电路中双向晶闸管SR2-SR6，或者是触发图4自耦补偿式三相主电路单元实施例2的A相主电路中双向晶闸管SR2-SR8的触发电路，与触发A相主电路中双向晶闸管SR1的电路结构一样，受A相触发控制信号P5A控制。触发B相主电路中所有双向晶闸管的触发电路结构与触发A相主电路中双向晶闸管SR1的电路结构一样，受B相触发控制信号P5B控制，电源均为+VCCB，为受保护驱动单元控制的B相触发电路受控电源。触发C相主电路中所有双向晶闸管的触发电路结构与触发A相主电路中双向晶闸管SR1的电路结构一样，受C相触发控制信号P5C控制，电源均为+VCCC，为受保护驱动单元控制的C相触发电路受控电源。图14的交流触发光耦UG1从G11、G12输出的触发脉冲，和触发单元中其他交流触发光耦输出的触发脉冲共同组成触发信号P6。
图14为A相触发选通控制电路的实施例1，针对图3自耦补偿式三相主电路单元实施例1中的A相主电路进行补偿控制，A相交流电源相电压波动范围为220V±10％，要求将其稳定在220V±2％的范围内输出。图14中，A相触发选通控制电路输入的A相触发选通控制值Y21-Y27高电平有效，14个二极管D11-D72、触发选通控制列线Y21-Y27、触发驱动行线VK1-VK6组成二极管触发选通矩阵，电阻RS1-RS6、三极管VS1-VS6组成A相触发控制信号P51-P56的驱动电路，此时由P51-P56组成A相触发控制信号P5A。
表1为A相触发选通控制电路实施例1的触发选通控制功能表，列出了7位的A相触发选通控制值中的7个有效位，即7个有效的A相触发选通控制值所对应的A相晶闸管开关组中双向晶闸管的通断组合状态。7个有效的A相触发选通控制值与电压等级区间1-7对应，A相触发选通控制电路依据A相触发选通控制值控制A相主电路实施例1中双向晶闸管的通断状态进行相应的电压补偿；表1中，1代表相应的双向晶闸管需处于导通状态，0代表相应的双向晶闸管处于关断状态。
表1
图14中的二极管触发选通矩阵按照表1要求的功能连接，受A相触发选通控制值Y21-Y27的控制；即在每根触发选通控制列线与其有效时对应通断组合状态需要导通双向晶闸管的触发驱动行线之间均设置二极管进行连接，当某根触发选通控制列线有效时，由二极管使需要导通双向晶闸管的触发驱动行线信号有效。例如，输入电压为最低的电压等级1、即Y21有效为高电平时，触发选通矩阵中的二极管D11、D12导通，触发驱动行线VK1、VK6为高电平分别控制三极管VS1、VS6导通使P51、P56有效去开通双向晶闸管SR1、SR6，触发选通矩阵中的其他二极管截止，控制关断其他双向晶闸管，采用输出电压U12+U23做TB1的励磁线圈电压进行正向补偿；输入电压为电压等级2、即Y22有效为高电平时，触发选通矩阵中的二极管D21、D22导通，触发驱动行线VK3、VK6为高电平分别控制三极管VS3、VS6导通使P53、P56有效去开通双向晶闸管SR3、SR6，触发选通矩阵中的其他二极管截止，控制关断其他双向晶闸管，仅采用输出电压U23做TB1的励磁线圈电压进行正向补偿；输入电压为电压等级4、即Y24有效为高电平时，触发选通矩阵中的二极管D41、D42导通，触发驱动行线VK5、VK6为高电平分别控制三极管VS5、VS6导通使P55、P56有效去开通双向晶闸管SR5、SR6，触发选通矩阵中的其他二极管截止，控制关断其他双向晶闸管，实现0电压补偿，即TB1的励磁线圈电压为0；输入电压为电压等级5、即Y25有效为高电平时，触发选通矩阵中的二极管D51、D52导通，触发驱动行线VK2、VK3为高电平分别控制三极管VS2、VS3导通使P52、P53有效去开通双向晶闸管SR2、SR3，触发选通矩阵中的其他二极管截止，控制关断其他双向晶闸管，仅采用反向输出电压U12做TB1的励磁线圈电压进行反向补偿；等等。
图15为A相触发选通控制电路的实施例2，同样针对图3自耦补偿式三相主电路单元实施例1中的A相主电路进行补偿控制，交流电源相电压波动范围为220V±10％，要求将其稳定在220V±2％的范围内输出。图15中，A相触发选通控制电路输入的A相触发选通控制值Y21-Y27低电平有效，14个二极管D11-D72、触发选通控制列线Y21-Y27、触发驱动行线P51-P56组成二极管触发选通矩阵，由触发选通矩阵直接输出低电平有效的A相触发控制信号P51-P56。本实施例2中没有触发控制信号驱动电路。
图15中的二极管触发选通矩阵按照表1要求的功能连接，受A相触发选通控制值Y21-Y27的控制；例如，输入电压为最低的电压等级1、即Y21有效为低电平时，触发选通矩阵中的二极管D11、D12导通，分别使P51、P56变成有效的低电平去开通双向晶闸管SR1、SR6，触发选通矩阵中的其他二极管截止，控制关断其他双向晶闸管，采用输出电压U12+U23做TB1的励磁线圈电压进行正向补偿；输入电压为电压等级2、即Y22有效为低电平时，触发选通矩阵中的二极管D21、D22导通，分别使P53、P56变成有效的低电平去开通双向晶闸管SR3、SR6，触发选通矩阵中的其他二极管截止，控制关断其他双向晶闸管，仅采用输出电压U23做TB1的励磁线圈电压进行正向补偿；输入电压为电压等级4、即Y24有效为低电平时，触发选通矩阵中的二极管D41、D42导通，分别使P55、P56变成有效的低电平去开通双向晶闸管SR5、SR6，触发选通矩阵中的其他二极管截止，控制关断其他双向晶闸管，实现0电压补偿；输入电压为电压等级7、即Y27有效为低电平时，触发选通矩阵中的二极管D71、D72导通，分别使P52、P55变成有效的低电平去开通双向晶闸管SR2、SR5，触发选通矩阵中的其他二极管截止，控制关断其他双向晶闸管，采用反向输出电压U12+U23做TB1的励磁线圈电压进行反向补偿；等等。
图15中，A相触发选通控制值Y21-Y27中的低电平需要直接驱动2个交流触发光耦的输入端发光二极管发光；交流触发光耦选择MOC3022、MOC3052等时，需要20mA的驱动电流；交流触发光耦选择MOC3023、MOC3053等时，需要10mA的驱动电流。
图16为A相触发选通控制电路的实施例3，针对图4自耦补偿式三相主电路单元实施例2中的A相主电路进行补偿控制，A相交流电源相电压波动范围为220V+10％至220V-20％，要求将其稳定在220V±2％的范围内输出。图16中，A相触发选通控制电路输入的A相触发选通控制值Y21-Y210高电平有效，20个二极管D01-D92、触发选通控制列线Y21-Y210、触发驱动行线VK1-VK8组成二极管触发选通矩阵，电阻RS1-RS8、三极管VS1-VS8组成A相触发控制信号P51-P58的驱动电路，即此时由P51-P58组成A相触发控制信号P5A。
表2为A相触发选通控制电路实施例3的触发选通控制功能表，列出了10位A相触发选通控制值中的10个有效位，即10个有效的A相触发选通控制值所对应的A相晶闸管开关组中双向晶闸管的通断组合状态。10个有效的A相触发选通控制值与电压等级1-10对应，A相触发选通控制电路依据A相触发选通控制值控制A相主电路实施例2中双向晶闸管的通断状态进行相应的电压补偿；表2中，1代表相应的双向晶闸管需处于导通状态，0代表相应的双向晶闸管需处于关断状态。
表2
图16中的二极管触发选通矩阵按照表2要求的功能连接，受A相触发选通控制值Y21-Y210的控制；例如，输入电压为电压等级7、即Y27有效为高电平时，触发选通矩阵中的二极管D71、D72导通，触发驱动行线VK7、VK8为高电平分别控制三极管VS7、VS8导通使P57、P58有效去开通双向晶闸管SR7、SR8，触发选通矩阵中的其他二极管截止，关断其他双向晶闸管，实现0电压补偿，即TB1的励磁线圈电压为0；输入电压为电压等级8、即Y28有效为高电平时，触发选通矩阵中的二极管D81、D82通，触发驱动行线VK2、VK3为高电平分别控制三极管VS2、VS3导通使P52、P53有效去开通双向晶闸管SR2、SR3，触发选通矩阵中的其他二极管截止，关断其他双向晶闸管，仅采用反向输出电压U12做TB1的励磁线圈电压进行反向补偿；输入电压为电压等级9、即Y29有效为高电平时，触发选通矩阵中的二极管D91、D92导通，触发驱动行线VK6、VK7为高电平分别控制三极管VS6、VS7导通使P56、P57有效去开通双向晶闸管SR6、SR7，触发选通矩阵中的其他二极管截止，关断其他双向晶闸管，仅采用反向输出电压U34做TB1的励磁线圈电压进行反向补偿；输入电压为电压等级10、即Y210有效为高电平时，触发选通矩阵中的二极管D01、D02导通，触发驱动行线VK4、VK5为高电平分别控制三极管VS4、VS5导通使P54、P55有效去开通双向晶闸管SR4、SR5，触发选通矩阵中的其他二极管截止，关断其他双向晶闸管，仅采用反向输出电压U23做TB1的励磁线圈电压进行反向补偿；输入电压为电压等级6、即Y26有效为高电平时，触发选通矩阵中的二极管D61、D62导通，触发驱动行线VK1、VK4为高电平分别控制三极管VS1、VS4导通使P51、P54有效去开通双向晶闸管SR1、SR4，触发选通矩阵中的其他二极管截止，关断其他双向晶闸管，仅采用输出电压U12做TB1的励磁线圈电压进行正向补偿；输入电压为电压等级4、即Y24有效为高电平时，触发选通矩阵中的二极管D41、D42导通，触发驱动行线VK3、VK6为高电平分别控制三极管VS3、VS6导通使P53、P56有效去开通双向晶闸管SR3、SR6，触发选通矩阵中的其他二极管截止，关断其他双向晶闸管，仅采用输出电压U23做TB1的励磁线圈电压进行正向补偿；输入电压为电压等级3、即Y23有效为高电平时，触发选通矩阵中的二极管D31、D32导通，触发驱动行线VK1、VK6为高电平分别控制三极管VS1、VS6导通使P51、P56有效去开通双向晶闸管SR1、SR6，触发选通矩阵中的其他二极管截止，关断其他双向晶闸管，采用输出电压U12+U23做TB1的励磁线圈电压进行正向补偿；输入电压为电压等级1、即Y21有效为高电平时，触发选通矩阵中的二极管D11、D12导通，触发驱动行线VK1、VK8为高电平分别控制三极管VS1、VS8导通使P51、P58有效去开通双向晶闸管SR1、R8，触发选通矩阵中的其他二极管截止，关断其他双向晶闸管，采用输出电压U12+U23+U34做TB1的励磁线圈电压进行正向补偿；等等。
当表2中的A相触发选通控制值Y21-Y210低电平有效时，同样可以按照图15中A相触发选通控制电路实施例2的方法，由20个二极管D01-D92、触发选通控制列线Y21-Y210、触发控制行线P51-P58组成触发选通矩阵，由触发选通矩阵直接输出低电平有效的A相触发控制信号P51-P58。此时，A相触发选通控制值Y21-Y210中的低电平需要直接驱动2个交流触发光耦的输入端发光二极管发光；交流触发光耦选择MOC3022、MOC3052等时，需要20mA的驱动电流；交流触发光耦选择MOC3023、MOC3053等时，需要10mA的驱动电流。
图17为A相检错判别电路实施例，针对A相触发选通控制值P3A，即高电平有效的10位触发选通控制值Y21-Y210进行判别，输出的触发选通控制值判别信号P7A高电平有效，低电平无效；即输出P7A为1，表示A相触发选通控制值有效；输出P7A为0，表示A相触发选通控制值无效。图17中，FD3为具有10位地址输入和1位数据输出的ROM存储器，10位A相的触发选通控制值Y21-Y210分别连接至10位地址输入A0-A9，A相触发选通控制值判别信号P7A从数据输出端D0输出。表3为检错判别电路的逻辑真值表，也是图17中ROM存储器的存储单元内容数据表；输入信号Y21-Y210中有且仅有1个为1时，输出P7A为1；Y21-Y210为其他输入时，输出P7A为0。
表3
A相检错判别电路的功能是当判断出A相触发选通控制值的M位中有且只有一位有效时，令输出的A相触发选通控制值判别信号P7A有效，否则令输出的A相触发选通控制值判别信号P7A无效；即A相触发选通控制值的M位中不只有一位有效时，或者是没有一位有效时，令输出的A相触发选通控制值判别信号P7A无效。图17中ROM存储器存储单元的内容按照表3的数据写入，表3中，10位触发选通控制值Y21-Y210均高电平有效，低电平无效；输出的A相触发选通控制值判别信号P7A高电平有效，低电平无效。如果输入的10位触发选通控制值Y21-Y210均低电平有效，高电平无效，则将表3中输入的前10行地址内容全部0变1，1变0即可。如果需要输出的A相触发选通控制值判别信号P7A低电平有效，高电平无效，则将表3中最后1列数据的内容全部0变1，1变0即可。
检错判别电路需要针对其他位数触发选通控制值进行判别时，同样可以采用ROM存储器进行。表4输入的A相触发选通控制值P3A有7位，均高电平有效，低电平无效；输出的A相触发选通控制值判别信号P7A高电平有效，低电平无效。采用具有7位地址输入和1位数据输出的ROM存储器，A相的10位触发选通控制值Y21-Y27分别连接至7位地址输入A0-A6，A相触发选通控制值判别信号P7A从数据输出端D0输出；ROM存储器存储单元的内容按照表4的内容写入。
表4
B相、C相检错判别电路采用与A相相同的检错判别电路。B相检错判别电路的功能是当判断出B相触发选通控制值P3B的M位中有且只有一位有效时，令输出的B相触发选通控制值判别信号P7B有效，否则令输出的B相触发选通控制值判别信号P7B无效；C相检错判别电路的功能是当判断出C相触发选通控制值P3C的M位中有且只有一位有效时，令输出的C相触发选通控制值判别信号P7C有效，否则令输出的C相触发选通控制值判别信号P7C无效。
检错判别电路的逻辑功能还可以用其他方式来实现，例如，表3、表4的逻辑真值表，可以用与、或、非逻辑门来组合实现所述功能。检错判别电路中的ROM存储器，或者是采用逻辑门实现功能时，均采用单电源+VCC1供电。
图18为保护驱动单元实施例，设输入的A相、B相、B相触发选通控制值判别信号P7A、P7B、P7C均高电平有效，低电平无效；例如，P7A为1表示A相触发选通控制值判别信号有效，P7A为0表示A相触发选通控制值判别信号无效。设输入的A相、B相、B相不触发区控制信号P4A、P4B、P4C均低电平有效，高电平无效；例如，P4A为0时，表明交A相流电源相电压存在波动，使A相触发选通控制值产生了变化，需要进行A相晶闸管开关组中双向晶闸管通断状态的切换，改变补偿方式；在切换过程中，为避免因为双向晶闸管延迟关断的因素使同侧晶闸管中同时有2个或2个以上的晶闸管同时导通，造成电源短路，在不触发区控制信号有效期间，即实施例的P4A等于0时，关断A相晶闸管开关组中所有双向晶闸管。
图18中，与门FY21、三极管VT、续流二极管VD、电阻RK1、继电器线圈KA、继电器线圈KB、继电器线圈KC组成保护控制电路；与门FY22、三极管VK1、三极管VK2、电阻RK2、电阻RK3组成A相触发电路受控电源+VCCA控制电路；与门FY23、三极管VK3、三极管VK4、电阻RK4、电阻RK5组成B相触发电路受控电源+VCCB控制电路；与门FY24、三极管VK5、三极管VK6、电阻RK6、电阻RK7组成C相触发电路受控电源+VCCC控制电路。与门FY21、FY22、FY23、FY24均采用单电源+VCC1供电；+VCC2为继电器线圈的供电电源和触发电路受控电源的源电源。
图18中，当输入的A相触发选通控制值判别信号P7A、B相触发选通控制值判别信号P7B、C相触发选通控制值判别信号P7C中有一个为低电平，即A相触发选通控制值、B相触发选通控制值、C相触发选通控制值中有一个无效时，与门FY21的输出P7K为低电平，控制三极管VT截止，继电器线圈KA失电，使图3自耦补偿式三相主电路单元实施例1，或者是使图4自耦补偿式三相主电路单元实施例2中的继电器常开开关KA-1断开，即控制断开自耦变压器的输入侧供电电压，使自耦变压器所有抽头之间的电压为0，实现对晶闸管开关组的保护；继电器常闭开关KA-2闭合，使施加在TB1励磁线圈上的电压为0。三极管VT截止，同时控制继电器线圈KB、继电器线圈KC失电，使B相主电路、C相主电路中相应的继电器开关执行与A相主电路中继电器开关相同的动作，实现对B相、C相晶闸管开关组的保护。与门FY21的输出P7K为低电平，同时使与门FY22、FY23、FY24输出低电平，三极管VK1、VK2、VK3、VK4、VK5、VK6均截止，受控电源+VCCA、+VCCB、+VCCC均失电，触发单元中的A相触发电路、B相触发电路、C相触发电路均因没有供电电源而不工作，即不均发出触发双向晶闸管的触发脉冲。因此，
分区自耦补偿三相交流稳压控制方法专利购买费用说明
Q：办理专利转让的流程及所需资料
A：专利权人变更需要办理著录项目变更手续，有代理机构的，变更手续应当由代理机构办理。
1：专利变更应当使用专利局统一制作的“著录项目变更申报书”提出。
2：按规定缴纳著录项目变更手续费。
3：同时提交相关证明文件原件。
4：专利权转移的，变更后的专利权人委托新专利代理机构的，应当提交变更后的全体专利申请人签字或者盖章的委托书。
Q:专利著录项目变更费用如何缴交
A：（1）直接到国家知识产权局受理大厅收费窗口缴纳,（2）通过代办处缴纳，（3）通过邮局或者银行汇款,更多缴纳方式
Q：专利转让变更，多久能出结果
A：著录项目变更请求书递交后，一般1-2个月左右就会收到通知，国家知识产权局会下达《转让手续合格通知书》。
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