专利摘要

一种分区补偿三相交流稳压装置，包括补偿式三相主电路单元、补偿控制单元、触发单元、保护驱动单元；补偿控制单元由三个包括模数转换编码电路、译码选通电路、延时保护电路、触发选通配置电路、检错判别电路的补偿控制电路组成，分别对三相相电压进行采样，输出对应的三相触发控制信号、三相不触发区控制信号、三相触发选通控制值判别信号；保护驱动单元依据输入的三相触发选通控制值判别信号来控制对三相晶闸管桥是否进行开路保护。所述稳压装置能够调整输入波动范围交流电压的分区数量，改变补偿的方式与补偿精度；在实现互锁控制的同时，还对控制电路是否出现逻辑错误来对晶闸管桥进行开路保护，有效地加强了针对工作过程异常的保护力度。

权利要求

1.一种分区补偿三相交流稳压装置，其特征在于：包括补偿式三相主电路单元、补偿控制单元、触发单元、保护驱动单元；

补偿式三相主电路单元的每相主电路均包括补偿变压器组、晶闸管桥和继电器保护开关；

补偿控制单元由三个结构相同的补偿控制电路组成，输出三相触发控制信号至触发单元；触发单元根据输入的触发控制信号，发出触发信号至补偿式三相主电路单元，控制三相晶闸管桥中晶闸管的通断；补偿控制单元同时输出三相不触发区控制信号和三相触发选通控制值判别信号至保护驱动单元；保护驱动单元对三相晶闸管桥的开路保护和触发单元的供电电源进行控制；

每一相中，包括模数转换编码电路、译码选通电路、延时保护电路、触发选通配置电路；模数转换编码电路对交流电源相电压进行电压采样，输出电压等级编码值；译码选通电路输入电压等级编码值，输出触发选通控制值并送至延时保护电路；延迟后的触发选通控制值被送至触发选通配置电路；触发选通配置电路输出触发控制信号；

每一相中，模数转换编码电路包括模数转换器、上限值电位器、下限值电位器；调节上限值电位器和下限值电位器能够将交流电源相电压波动区间范围的电压调整为M个电压等级区间，输出与M个电压等级区间一一对应的电压等级编码值；译码选通电路输出M位触发选通控制值；所述M的最大值为m，所述m大于等于3；

每一相中，电压等级区间与电压补偿状态一一对应，不同的电压补偿状态由晶闸管桥中晶闸管不同的通断组合状态控制；触发选通配置电路依据触发选通控制值，由二极管触发配置矩阵选择并使相应的触发控制信号有效，控制晶闸管桥中晶闸管的通断组合状态；

每一相中，晶闸管桥中共有N个晶闸管；二极管触发配置矩阵包括m根触发控制行线、N根触发驱动列线； N根触发驱动列线与N个晶闸管一一对应，一根触发驱动列线信号有效对应使一个晶闸管的触发控制信号有效；在每根触发控制行线和每根触发驱动列线的交叉位置均设置由二极管和配置开关串联组成的配置支路；触发控制行线信号为低电平有效时，配置支路的二极管阴极侧连接至触发控制行线上，阳极侧连接至触发驱动列线上；触发控制行线信号为高电平有效时，配置支路的二极管阳极侧侧连接至触发控制行线上，阴极连接至触发驱动列线上；所述N为大于等于4的整数。

2.根据权利要求1所述的分区补偿三相交流稳压装置，其特征在于：所述三个补偿控制电路分别对三相交流电源相电压进行电压采样，输出三相触发控制信号、三相不触发区控制信号、三相触发选通控制值判别信号。

3.根据权利要求2所述的分区补偿三相交流稳压装置，其特征在于：每一相中，补偿控制电路还包括检错判别电路；延时保护电路输出延迟后的触发选通控制值和不触发区控制信号；延迟后的触发选通控制值还被送至检错判别电路；检错判别电路判别输入的触发选通控制值是否有效，输出触发选通控制值判别信号。

4.根据权利要求3所述的分区补偿三相交流稳压装置，其特征在于：每一相中，检错判别电路判别输入的触发选通控制值是否有效，输出触发选通控制值判别信号的方法是，触发选通控制值的M位二进制值中，有且只有一位有效时，令触发选通控制值判别信号有效；否则，令触发选通控制值判别信号无效。

5.根据权利要求4所述的分区补偿三相交流稳压装置，其特征在于：每一相中，配置支路中配置开关的配置方法是，在m根触发控制行线中，选择其中的M根为触发选通控制行线；M根触发选通控制行线与M位触发选通控制值一一对应，一个触发选通控制值对应使一根触发选通控制行线有效；每根触发选通控制行线信号有效时，对应一个晶闸管桥中晶闸管的通断组合状态，且该通断组合状态中与需要导通晶闸管相对应的触发驱动列线的触发驱动列线信号有效，在该触发选通控制行线与N根触发驱动列线的配置支路中，将该触发选通控制行线与触发驱动列线信号有效的触发驱动列线之间配置支路中的配置开关配置为接通状态，其它配置支路中的配置开关配置为断开状态。

6.根据权利要求1-5中任一项所述的分区补偿三相交流稳压装置，其特征在于：每一相中，控制不触发区控制信号在触发选通控制值发生改变后输出一个单脉冲；不触发区控制信号在输出单脉冲期间有效，在非输出单脉冲期间无效；延时保护电路中，延迟的触发选通控制值信号改变时刻晚于触发选通控制值发生改变后不触发区控制信号中单脉冲的前沿时刻，且早于触发选通控制值发生改变后不触发区控制信号中单脉冲的后沿时刻。

7.根据权利要求4-5中任一项所述的分区补偿三相交流稳压装置，其特征在于：保护驱动单元依据输入的三相触发选通控制值判别信号是否有效来停止/启动对三相晶闸管桥的开路保护，具体方法是，当三相触发选通控制值判别信号中有一个及一个以上无效时，控制断开三相晶闸管桥中的所有上桥臂来使三相晶闸管桥处于开路保护状态下，或者是控制断开三相晶闸管桥中的所有下桥臂来使三相晶闸管桥处于开路保护状态下；

保护驱动单元依据三相触发选通控制值判别信号是否有效和三相不触发区控制信号是否有效来控制触发单元的供电电源，具体方法是，当三相触发选通控制值判别信号中有一个及一个以上无效时，控制断开触发单元中所有三相触发电路的电源；当三相触发选通控制值判别信号全部有效时，每一相中，不触发区控制信号有效则断开触发单元中相应触发电路的电源，否则，接通触发单元中相应触发电路的电源。

说明书

技术领域

本发明涉及电源技术领域，尤其是一种分区补偿三相交流稳压装置。

背景技术

现有的补偿式单相和三相交流稳压器，其优点是稳压范围宽，波形几乎没有失真，整机效率高，负载适应性强。其原理是根据输入电压的高低情况，自动控制补偿变压器上初级绕组的不同绕组线圈的投切，利用初级侧工作绕组和次级绕组的变比关系，或者通过调整初级绕组上所加电压的方式，提供双向多档的电压补偿，从而实现调压稳压的目的。

现有补偿式交流稳压器的不足之处是：采用电机控制碳刷移动来改变向补偿变压器励磁线圈施加不同电压时，碳刷容易磨损，经常出现故障。采用电子开关切换的方式来进行补偿变压器上初级绕组的不同绕组线圈的投切，或者调整初级绕组上所加电压时，电子开关的延迟关断容易造成电源短路故障；采用单片机、PLC等的程序方式控制电子开关切换时，程序飞跑、死机等问题也会造成稳压器失效，或者是因控制逻辑错误造成电源短路故障。

发明内容

为了解决现有补偿式交流稳压器所存在的问题，本发明提供了一种分区补偿三相交流稳压装置，包括补偿式三相主电路单元、补偿控制单元、触发单元、保护驱动单元。

补偿式三相主电路单元的每相主电路均包括补偿变压器组、晶闸管桥和继电器保护开关；补偿控制单元由三个结构相同的补偿控制电路组成，输出三相触发控制信号至触发单元；触发单元根据输入的触发控制信号，发出触发信号至补偿式三相主电路单元，控制三相晶闸管桥中晶闸管的通断；补偿控制单元同时输出三相不触发区控制信号和三相触发选通控制值判别信号至保护驱动单元；保护驱动单元对三相晶闸管桥的开路保护和触发单元的供电电源进行控制。

所述三个补偿控制电路分别对三相交流电源相电压进行电压采样，输出三相触发控制信号、三相不触发区控制信号、三相触发选通控制值判别信号。

每一相的补偿控制电路包括模数转换编码电路、译码选通电路、延时保护电路、触发选通配置电路、检错判别电路。每一相中，模数转换编码电路对交流电源相电压进行电压采样，输出电压等级编码值；译码选通电路输入电压等级编码值，输出触发选通控制值并送至延时保护电路；延时保护电路输出延迟后的触发选通控制值和不触发区控制信号；延迟后的触发选通控制值被送至触发选通配置电路和检错判别电路；触发选通配置电路输出触发控制信号；检错判别电路判别触发选通控制值是否有效，输出触发选通控制值判别信号。

每一相中，通过调整模数转换编码电路的参数，能够将交流电源电压波动区间范围的电压调整为M个电压等级区间。每一相中，模数转换编码电路包括交流电源电压采样电路和模数转换电路；交流电源电压采样电路包括下限值电位器，将交流电源电压有效值转换为交流电源电压采样值；模数转换电路包括模数转换器、上限值电位器；调节上限值电位器和下限值电位器的参数值，能够将交流电源电压波动区间范围的电压调整为M个电压等级区间，输出与M个电压等级区间一一对应的M个有效的电压等级编码值；译码选通单元依据M个有效的电压等级编码值，输出M位触发选通控制值；所述m大于等于3，M大于等于2且小于等于m。

每一相中，触发选通控制值为M位二进制值；检错判别电路判别输入的触发选通控制值是否有效，依据是，触发选通控制值的M位二进制值中，有且只有一位有效时，触发选通控制值有效；否则，触发选通控制值无效；触发选通控制值中的位为1有效，为0无效，即触发选通控制值信号中的高电平有效，低电平无效；或者是，触发选通控制值中的位为0有效，为1无效，即触发选通控制值信号中的低电平有效，高电平无效；共有M个触发选通控制值有效。

每一相中，触发选通控制值控制晶闸管桥中晶闸管的通断组合状态；由晶闸管桥中晶闸管的通断组合状态控制选择多个补偿变压器中的1个，或者是0个，或者是多个补偿变压器来进行电压补偿，实现与电压等级区间对应的电压补偿状态；交流电源相电压的每个电压等级区间对应一个电压补偿状态；触发选通配置电路包括二极管触发配置矩阵；触发选通配置电路依据有效的触发选通控制值，由二极管触发配置矩阵选择并使相应的触发控制信号有效，控制本相晶闸管桥中晶闸管的通断组合状态。

每一相中，晶闸管桥中共有N个晶闸管；二极管触发配置矩阵包括m根触发控制行线、N根触发驱动列线；N根触发驱动列线与N个晶闸管一一对应，一根触发驱动列线信号有效对应使一个晶闸管的触发控制信号有效；在每根触发控制行线和每根触发驱动列线的交叉位置均设置由二极管和配置开关串联组成的配置支路，配置开关可以串联在二极管的阴极端，或者是串联在二极管的阳极端；触发控制行线信号为低电平有效时，配置支路的二极管阴极侧连接至触发控制行线上，阳极侧连接至触发驱动列线上；触发控制行线信号为高电平有效时，配置支路的二极管阳极侧连接至触发控制行线上，阴极侧连接至触发驱动列线上；所述N为大于等于4的整数。

每一相中，配置支路中配置开关的配置方法是，在m根触发控制行线中，选择其中的M根为触发选通控制行线；M根触发选通控制行线与M位触发选通控制值一一对应，一个触发选通控制值对应使一根触发选通控制行线有效；每根触发选通控制行线信号有效时，对应一个晶闸管桥中晶闸管的通断组合状态；将每根触发选通控制行线与该行线信号有效时对应通断组合状态需要控制晶闸管导通的触发驱动列线之间配置支路中的配置开关配置为接通状态；将每根触发选通控制行线与该行线信号有效时对应通断组合状态需要控制晶闸管关断的触发驱动列线之间配置支路中的配置开关配置为断开状态。

每一相中，一根触发驱动列线信号有效对应使一个晶闸管的触发控制信号有效的方法是，N根触发驱动列线信号一一对应直接作为N个晶闸管的触发控制信号；一根触发驱动列线信号有效对应使一个晶闸管的触发控制信号有效的方法或者是，所述触发选通配置电路还包括触发控制信号驱动电路；触发控制信号驱动电路的输入为N根触发驱动列线的信号，输出为一一对应的N个晶闸管的触发控制信号。

三相选择相同结构的二极管触发配置矩阵和相同的配置开关配置方法。

每一相中，当交流电源相电压波动使电压等级区间发生变化，导致触发选通控制值改变，需要切换晶闸管桥中晶闸管的通断组合状态时，在晶闸管桥中晶闸管的先后2种不同通断组合状态之间，维持一个不触发区时间，关断晶闸管桥中的所有晶闸管；维持一个不触发区时间由不触发区控制信号实现。

每一相中，控制不触发区控制信号在触发选通控制值发生改变后输出一个单脉冲；不触发区控制信号在输出单脉冲期间有效，在非输出单脉冲期间无效；进一步地，所述触发选通控制值发生改变后，不触发区控制信号中单脉冲的宽度时间在10ms至30ms之间选取。

每一相中，延时保护电路延迟的触发选通控制值信号改变时刻晚于触发选通控制值发生改变后不触发区控制信号中单脉冲的前沿时刻，且早于触发选通控制值发生改变后不触发区控制信号中单脉冲的后沿时刻。

保护驱动单元依据输入的三相触发选通控制值判别信号是否有效来启动/停止对三相晶闸管桥的开路保护，具体方法是，当三相触发选通控制值判别信号中有一个及一个以上无效时，控制断开三相晶闸管桥中的所有上桥臂来使三相晶闸管桥处于开路保护状态下，或者是控制断开三相晶闸管桥中的所有下桥臂来使三相晶闸管桥处于开路保护状态下。

保护驱动单元依据三相触发选通控制值判别信号是否有效和三相不触发区控制信号是否有效来控制触发单元的供电电源，具体方法是，当三相触发选通控制值判别信号中有一个及一个以上无效时，控制断开触发单元中三相触发电路的电源；当三相触发选通控制值判别信号全部有效时，每一相中，不触发区控制信号有效则断开触发单元中同一相触发电路的电源，停止发出该相的触发脉冲，否则，接通触发单元中同一相触发电路的电源，同一相触发电路正常工作，依据输入的触发控制信号发出触发脉冲。

晶闸管桥中的晶闸管为双向晶闸管，或者是2个单向晶闸管反向并联形成的晶闸管交流开关。

本发明的有益效果是：采用仅有一位有效的、不同的触发选通控制值，由二极管触发配置矩阵实现了对晶闸管桥中晶闸管不同通断组合状态的选通控制，且保证了晶闸管桥的同一全桥电路上下桥臂晶闸管不能同时导通，即实现了同一全桥电路上下桥臂晶闸管的互锁控制。通过调节改变模数转换编码电路中的上限值电位器和下限值电位器的电阻值，同时对二极管触发配置矩阵中的配置开关进行不同配置来改变触发选通控制值所对应的晶闸管桥中晶闸管的通断组合状态，能够实现不同分区数量的调整，达到当稳压精度要求较低时，可以配置较少的分区数量，降低稳压装置换档切换的频率，以减少对负载的换档电压冲击频率；当稳压精度要求较高时，则能够配置较多的分区数量来满足精度要求。在此同时，还对因为模数转换编码电路发生故障，或者是译码选通电路出现逻辑错误，导致触发选通控制值无效时，停止发出触发脉冲且进行三相晶闸管桥的开路保护，有效地加强了所述分区补偿三相交流稳压装置针对工作过程异常的保护力度；在三相晶闸管桥处于开路保护状态时，如果三相触发选通控制值全部恢复为有效，则能够自动停止三相晶闸管桥的开路保护状态并使其重新处于补偿工作状态。分区补偿三相交流稳压装置未采用单片机、PLC等的程序方式控制晶闸管的通、断切换，避免了程序飞跑、死机等问题造成的稳压装置故障。上述功能使所述分区补偿三相交流稳压装置的工作更加稳定、可靠。

附图说明

图1为分区补偿三相交流稳压装置的系统组成框图；

图2为A相补偿控制电路的组成框图；

图3为补偿式三相主电路单元实施例1中的A相主电路；

图4为补偿式三相主电路单元实施例2中的A相主电路；

图5为A相补偿控制电路中模数转换编码电路实施例1；

图6为A相补偿控制电路中模数转换编码电路实施例2；

图7为A相译码选通电路实施例；

图8为A相延时保护电路实施例框图；

图9为延时检测模块中针对A相触发选通控制值信号Y11的延时检测电路实施例1；

图10为延时检测模块中针对A相触发选通控制值信号Y11的延时检测电路实施例2；

图11为延时检测模块中针对A相触发选通控制值信号Y11的延时检测电路实施例3；

图12为A相不触发区控制信号产生模块实施例；

图13为A相延时保护电路中部分相关波形示意图；

图14为触发单元中触发A相主电路中双向晶闸管SR1的触发电路实施例；

图15为A相触发选通控制单元实施例1；

图16为A相触发选通控制单元实施例2；

图17为A相检错判别单元实施例1；

图18为A相检错判别单元实施例2；

图19为保护驱动单元实施例。

具体实施方式

以下结合附图对本发明作进一步说明。

图1为分区补偿三相交流稳压装置的系统组成框图，补偿控制单元输出三相触发控制信号P5至触发单元，三相触发控制信号P5由A相、B相、C相触发控制信号P5A、P5B、P5C组成；触发单元根据输入的三相触发控制信号，发出触发信号P6至补偿式三相主电路单元，控制三相晶闸管桥中双向晶闸管的通断。补偿控制单元同时输出三相不触发区控制信号P4和三相触发选通控制值判别信号P7至保护驱动单元，三相不触发区控制信号P4包括A相、B相、C相的不触发区控制信号P4A、P4B、P4C，三相触发选通控制值判别信号P7包括A相、B相、C相的触发选通控制值判别信号P7A、P7B、P7C；保护驱动单元依据输入的三相触发选通控制值判别信号P7是否有效来启动/停止对三相晶闸管桥的开路保护，同时依据三相触发选通控制值判别信号P7是否有效和三相不触发区控制信号P4是否有效来控制触发单元的供电电源。

补偿控制单元由A、B、C三相的补偿控制电路组成，图2为A相补偿控制电路的组成框图，模数转换编码电路对A相交流电源相电压进行电压采样，经模数转换后输出A相电压等级编码值P1A；译码选通电路对电压等级编码值P1A进行译码，输出A相触发选通控制值P2A；延时保护电路输入A相触发选通控制值P2A，输出延迟后的A相触发选通控制值P3A和A相不触发区控制信号P4A；触发选通配置电路输入延迟后的A相触发选通控制值P3A，输出A相触发控制信号P5A；检错判别电路判别输入的A相触发选通控制值P3A是否有效，输出A相触发选通控制值判别信号P7A。B相、C相补偿控制电路的结构、功能、控制逻辑与A相相同，分别对B相交流电源相电压、C相交流电源相电压进行电压采样和控制，输出B相、C相触发控制信号P5B、P5C，B相、C相不触发区控制信号P4B、P4C和B相、C相A相触发选通控制值判别信号P7B、P7C。

图3为补偿式三相主电路单元实施例1中的A相主电路，补偿变压器TB1、TB2组成A相补偿变压器组，6个双向晶闸管SR1-SR6共同组成A相晶闸管桥，熔断器FU1和继电器常开开关KA-1、KA-2、KA-3，继电器常闭开关KA-5、KA-6组成A相继电器保护电路。

图3中，补偿变压器TB1、TB2的补偿线圈均串联在A相的相线上，相线输入端为L1A，输出端为L2A。TB1、TB2励磁线圈上的电压由A相晶闸管桥控制。1个晶闸管全桥电路包括上、下2个晶闸管桥臂，图3中，TB1、TB2励磁线圈的一端并联后连接至SR1与SR2组成的晶闸管全桥电路，TB1、TB2励磁线圈的另一端分别连接至SR3与SR4、SR5与SR6组成的晶闸管全桥电路。设TB2的补偿电压为TB1补偿电压的2倍，不考虑补偿电压相互抵消的补偿方式，则A相补偿变压器组共包括有正向TB1、正向TB2、正向TB1+TB2、反向TB1、反向TB2、反向TB1+TB2等6种补偿方式，外加一种输入电压在正常范围之内时的0电压补偿方式，相线输入端L1A输入的A相交流电源相电压能够最多被分成7个电压区间进行补偿控制。图3中，N为零线，G11、G12至G61、G62分别为双向晶闸管SR1至SR6的触发信号输入端。

图4为补偿式三相主电路单元实施例2中的A相主电路，补偿变压器TB1、TB2、TB3组成A相补偿变压器组，8个双向晶闸管SR1-SR8共同组成A相晶闸管桥，熔断器FU1和继电器常开开关KA-1、KA-2、KA-3、KA-4，继电器常闭开关KA-4、KA-5、KA-6组成A相继电器保护电路。

图4中，补偿变压器TB1、TB2、TB3的补偿线圈均串联在A相的相线上，相线输入端为L1A，输出端为L2A。TB1、TB2、TB3励磁线圈上的电压由A相晶闸管桥控制，TB1、TB2、TB3励磁线圈的一端并联后连接至SR1与SR2组成的晶闸管全桥电路，TB1、TB2、TB3励磁线圈的另一端分别连接至SR3与SR4、SR5与SR6、SR7与SR8组成的晶闸管全桥电路。设TB2的补偿电压为TB1补偿电压的2倍，TB3的补偿电压为TB2补偿电压的2倍，不考虑补偿电压相互抵消的补偿方式，则A相补偿变压器组最多共有正向7种，反向7种，共14种补偿方式，外加一种输入电压在正常范围之内时的0电压补偿方式，相线输入端L1A输入的交流电源相电压能够最多被分成15个电压区间进行补偿控制。图4中，N为零线，G11、G12至G81、G82分别为双向晶闸管SR1至SR8的触发信号输入端。

图3、图4中的每个双向晶闸管均可以用2个反向并联的单向晶闸管替代。图3、图4中，继电器常开开关和继电器常闭开关组成继电器保护开关。

补偿式三相主电路单元为三相四线制电路，A、B、C三相的主电路采用相同的电路结构与形式，分别对A、B、C相的相电压进行补偿，即B、C两相采用与A相主电路相同的电路结构与补偿方式，分别对B、C相的相电压进行补偿。

模数转换编码电路对交流电源相电压进行电压采样，将交流电源相电压波动区间范围的电压调整为M个电压等级区间，经模数转换后输出二进制构成的电压等级编码值。对A、B、C三相交流电源相电压进行电压采样并输出电压等级编码值均采用相同的电路。

图5为A相模数转换编码电路实施例1。图5中，FD1为真有效值检测器件LTC1966，LTC1966与变压器TV1、电容CV1、电容CV2、电阻RV1、下限值电位器RPL构成交流电源电压检测电路，对从相线L1A和零线N输入的A相交流电源相电压有效值进行测量，得到A相交流电源相电压采样值U1。LTC1966的UIN1、UIN2为交流电压差分输入端，USS为可以接地的负电源输入端，UDD为正电源输入端，GND为地端，EN为低电平有效的使能控制输入端，UOUT为电压输出端，COM为输出电压返回端。

图5模数转换电路中，FD2为双积分型A/D转换器ICL7109，用于将交流电源相电压波动区间范围的电压区分为电压等级区间并转换为二进制构成的电压等级编码值输出；ICL7109的运行/保持端RUN、低字节使能端LBEN、测试端TEST接高电平，片选端CE/LOAD、模式端MODE、高字节使能端HBEN、振荡器选择端OSC SEL接低电平，其工作在持续(即自动重复)转换方式及高字节直接输出模式；晶振XT1连接至ICL7109的振荡器输入端OSC IN和振荡器输出端OSC OUT；积分电容C11、积分电阻R11、自动调零电容C12的一端连结组成积分电路，另外一端分别连接至ICL7109的积分电容端INT、缓冲器输出端BUF、自动调零电容端AZ；ICL7109的差分输入高端IN HOL输入A相交流电源相电压采样值U1，差分输入低端IN LO连接至基准电压输出端REF OUT；电阻RF1、上限值电位器RPH对基准电压分压，在上限值电位器RPH上得到参考电压Uref，Uref输入至参考电压正输入端REF IN+和参考电压负输入端REF IN-；参考电容C13连接至参考电容正输入端REF CAP+和参考电容负输入端REF CAP-；ICL7109的V+为正电源端，连接至电源+VCC；ICL7109的V-为负电源端，连接至电源-VCC；ICL7109的GND为数字地端，COMMON为模拟地端，均连接至公共地GND。

设输入的A相交流电源相电压波动范围为220V±10％，要求采用补偿式三相主电路单元实施例1中的A相主电路将其稳定在220V±2％的范围内输出，交流电源相电压波动区间范围是242V至198V，此时采用图5的模数转换编码电路实施例1，可以将输入在242V至198V之间的电压分为区间电压大小为8V的7个电压等级区间，即m和M均等于7；其中的3个电压等级区间的电压高于要求的输出电压范围，需要进行降压补偿；3个电压等级区间的电压低于要求的输出电压范围，需要进行升压补偿；1个电压等级区间在要求的输出电压范围之内，进行0电压补偿，即不补偿。8V的电压区间约为220V±1.82％，满足输出控制在220V±2％之内的要求。采用图3补偿式三相主电路单元实施例1中的A相主电路进行补偿，则此时励磁线圈上电压为交流220V时，TB1补偿电压为8V，TB2补偿电压为16V。图5中，ICL7109对从差分输入高端IN HOL和差分输入低端IN LO之间的差分电压进行A/D转换；8V的7个电压等级区间对应的交流电源电压波动区间为248V至192V，覆盖了A相输入电压的实际波动范围。差分输入低端IN LO输入的、从基准电压输出端REF OUT输出的下限基准电压Ucp应该与交流电源相电压波动区间范围的低限理论值192V对应；因此，在变压器TV1变比确定的条件下，调节下限值电位器RPL的电阻值，在A相交流电源相电压为低限理论值192V时，使A相交流电源相电压采样值U1等于基准电压输出端REF OUT输出的下限基准电压Ucp。图5中，模数转换编码电路输出的电压等级编码值P1由从ICL7109最高4位B12、B11、B10、B9输出的数据L4、L3、L2、L1组成；L4、L3、L2、L1与电压从低到高7个电压等级区间一一对应的7个电压等级编码值分别是0000、0001、0010、0011、0100、0101、0110，通过调节参考电压Uref的大小来实现。调节参考电压Uref大小的方法是：A相交流电源相电压在最高2个电压等级区间的分界电压240V处上下波动时，令参考电压从最大值开始减小，调节上限值电位器RPH的电阻值，使A相电压等级编码值在与最高2个电压等级区间对应的值之间波动，即L4、L3、L2、L1的数值在0110和0101之间波动。

设输入的A相交流电源相电压波动范围为220V±10％，要求采用补偿式三相主电路单元实施例1中的A相主电路将其稳定在220V±4％的范围内输出，交流电源相电压波动区间范围是242V至198V，此时采用图5的模数转换编码电路实施例1，可以将输入在242V至198V之间的电压分为区间电压大小为16V的3个电压等级区间，即m等于7，M等于3；其中1个电压等级区间的电压高于要求的输出电压范围，需要进行降压补偿；1个电压等级区间的电压低于要求的输出电压范围，需要进行升压补偿；1个电压等级区间在要求的输出电压范围之内，进行0电压补偿，即不补偿。16V的电压区间约为220V±3.64％，满足输出控制在220V±4％之内的要求；16V的3个电压等级区间对应的交流电源电压波动区间为244V至196V，覆盖了A相输入电压的实际波动范围。采用图3补偿式三相主电路单元实施例1中的A相主电路进行补偿，则此时励磁线圈上电压为交流220V时，TB2补偿电压为16V。图5中，差分输入低端IN LO输入的、从基准电压输出端REF OUT输出的下限基准电压Ucp应该与交流电源相电压波动区间范围的低限理论值196V对应；因此，在变压器TV1变比确定的条件下，调节下限值电位器RPL的电阻值，在A相交流电源相电压为低限理论值196V时，使A相交流电源相电压采样值U1等于基准电压输出端REF OUT输出的下限基准电压Ucp。图5中，L4、L3、L2、L1与电压从低到高3个电压等级区间一一对应的3个电压等级编码值分别是0000、0001、0010，通过调节参考电压Uref的大小来实现。调节参考电压Uref大小的方法是：A相交流电源相电压在最高2个电压等级区间的分界电压228V处上下波动时，令参考电压从最大值开始减小，调节上限值电位器RPH的电阻值，使A相电压等级编码值在与最高2个电压等级区间对应的值之间波动，即L4、L3、L2、L1的数值在0010和0010之间波动。

图5中，LTC1966、ICL7109的其他外围元件参数可以通过阅读相应的器件数据手册进行确定。A相交流电源相电压采样值U1还可以采用其他检测电路来实现，ICL7109也可以采用其他器件，例如，采用双积分A/D转换器MAX139、MAX140、ICL7107等替换ICL7109，MAX139、MAX140、ICL7107等输出的二进制编码为7段代码，其作用与ICL7109输出的BCD码相同。调节参考电压Uref，ICL7109最高4位B12、B11、B10、B9的值最大能够达到1111，即图5的模数转换编码电路实施例1的m最大可以达到16；m的实际取值根据交流稳压装置的整体情况考虑，例如，图5用于与补偿式三相主电路单元实施例1中的A相主电路配套时，m取值7；图5用于与补偿式三相主电路单元实施例2中的A相主电路2配套时，m取值10。

图6为A相模数转换编码电路实施例2，其交流电源电压检测电路中，从相线L1A和零线N输入的A相交流电源相电压经变压器TV2降压后，由二极管DV1-DV4组成的整流桥整流，再经电容CV3滤波和电阻RV3、下限值电位器RPL1分压，得到与输入的交流电源相电压有效值成正比例关系的A相交流电源相电压采样值U2；电阻RV5和稳压管WV1组成下限基准电压电路，稳压管WV1上电压为与A相交流电源相电压波动区间范围的低限值对应的下限基准电压U2cp。交流电源相电压采样值U2也可以送至图5中ICL7109的差分输入高端IN HOL，由ICL7109转换为二进制构成的电压等级编码值输出。

图6模数转换电路中，FD3为双积分型A/D转换器MC14433，用于将A相交流电源相电压波动区间范围的电压区分为电压等级区间并转换为二进制构成的电压等级编码值输出。图6中，MC14433的转换结束输出端EOC连接至转换结果输出控制端DU，使其工作在自动重复转换状态；积分电阻R14和积分电容C14连接至MC14433的外接积分元件端R1、R1/C1、C1；振荡电阻R15连接至MC14433的时钟外接元件端CP0、CP1；补偿电容C15连接至MC14433的外接补偿电容端C01、C02；电阻RF3、上限值电位器RPH1对电源+VCC进行分压，在上限值电位器RPH1上得到参考电压Uref1，Uref1输入至参考电压输入端VREF；VDD为MC14433的正电源端，连接至电源+VCC；VSS为数字地端，VAG为模拟地端，均连接至公共地。

图6中，FD4为4路D锁存器CD4042，CD4042的4位数据输入端D0-D3连接至MC14433的4位数据输出端Q0-Q3；CD4042的触发时钟输入端CP连接至MC14433的百位选通信号输出端DS2；CD4042的时钟极性控制端POL接高电平，正电源端VDD连接至电源+VCC，数字地端VSS连接至公共地。CD4042将MC14433每次转换结束后分时输出的百位BCD数据进行锁存，模数转换编码电路输出的A相电压等级编码值P1由从CD4042输出端Q3、Q2、Q1、Q0输出的数据L4、L3、L2、L1组成。CD4042可以用其他锁存器来代替。

设输入的交流电源相电压波动范围为220V+10％至220V-20％，要求采用补偿式三相主电路单元实施例2中的A相主电路将其稳定在220V±2％的范围内输出，交流电源相电压波动区间范围是242V至176V，此时采用图6的模数转换编码电路实施例2，可以将输入在242V至176V之间的电压分为区间电压大小为7V的10个电压等级区间，即m和M均等于10；其中3个电压等级区间的电压高于要求的输出电压范围，需要进行降压补偿；6个电压等级区间的电压低于要求的输出电压范围，需要进行升压补偿；1个电压等级区间在要求的输出电压范围之内，进行0电压补偿，即不补偿。7V的10个电压等级区间对应的交流电源电压波动区间为244.5V至174.5V，下限基准电压U2cp与交流电源相电压波动区间范围的低限值理论值174.5V对应；因此，在变压器TV2变比确定的条件下，调节下限值电位器RPL1的电阻值，在A相交流电源相电压为低限理论值174.5V时，使A相交流电源相电压采样值U2等于下限基准电压U2cp。图6中，模数转换编码电路输出的A相电压等级编码值P1由从MC14433百位输出的数据L4、L3、L2、L1组成，L4、L3、L2、L1与电源电压从低到高10个电压等级区间一一对应的10个电压等级编码值分别是0000、0001、0010、0011、0100、0101、0110、0111、1000、1001，通过调节参考电压U2ref的大小来实现。调节参考电压U2ref大小的方法是：A相交流电源相电压在最高的两个电压等级区间分界处(即交流电源相电压的235.4V)上下波动时，令参考电压从最大值开始减小，调节上限值电位器RPH1的电阻值，使A相电压等级编码值在与最高2个电压等级区间对应的值之间波动，即L4、L3、L2、L1的数值在1000和1001之间波动。

设输入的交流电源相电压波动范围为220V±15％，要求采用补偿式三相主电路单元实施例2中的A相主电路将其稳定在220V±3.5％的范围内输出，交流电源相电压波动区间范围是253V至187V，此时采用图6的模数转换编码电路实施例2，可以将波动区间的电压分为区间电压大小为14V的5个电压等级区间，即m等于10，M等于5；其中2个电压等级区间的电压高于要求的输出电压范围，需要进行降压补偿；2个电压等级区间的电压低于要求的输出电压范围，需要进行升压补偿；1个电压等级区间在要求的输出电压范围之内，进行0电压补偿，即不补偿。14V的5个电压等级区间对应的交流电源电压波动区间为255V至185V，下限基准电压U2cp与A相交流电源相电压波动区间范围的低限值理论值185V对应；因此，在变压器TV2变比确定的条件下，调节下限值电位器RPL1的电阻值，在A相交流电源相电压为低限理论值185V时，使A相交流电源相电压采样值U2等于下限基准电压U2cp。L4、L3、L2、L1与电源电压从低到高5个电压等级区间一一对应的5个电压等级编码值分别是0000、0001、0010、0011、0100，通过调节参考电压U2ref的大小来实现。调节参考电压U2ref大小的方法是：A相交流电源相电压在最高的两个电压等级区间分界处(即交流电源相电压的241V)上下波动时，令参考电压从最大值开始减小，调节上限值电位器RPH1的电阻值，使A相电压等级编码值在与最高2个电压等级区间对应的值之间波动，即L4、L3、L2、L1的数值在0011和0100之间波动。

图6中，MC14433的其他外围元件参数可以通过阅读相应的器件数据手册进行确定。A相交流电源相电压采样值U2还可以采用其他检测电路来实现，例如，采用各种真有效值检测芯片来实现。A相交流电源相电压采样值U2与相应的下限基准电压之间的差值也可以采用其他方法得到，例如，用模拟电压减法器电路，将交流电源相电压采样值U2减去相应的下限基准电压值。调节参考电压U2ref，MC14433百位输出的数据最大能够达到1001，即图6的模数转换编码电路实施例2的m为10。

图5的A相模数转换编码电路实施例1输出的电压等级编码值可以用于补偿式三相主电路单元实施例2中的A相主电路的补偿，同样地，图6的A相模数转换编码电路实施例2输出的电压等级编码值可以用于补偿式三相主电路单元实施例1中的A相主电路的补偿。上述各实施例中，当将输入的A相电压波动区间分为不超过7个电压等级区间时，由L4、L3、L2、L1组成的电压等级编码值中，L4恒等于0，因此，此时实际的电压等级编码值也可以认为是由3位，即L3、L2、L1组成。

各相中，译码选通电路对输入的、与M个电压等级区间一一对应的电压等级编码值进行译码，输出M位二进制数构成的触发选通控制值；当交流电源相电压处于M个电压等级区间中的一个时，M位触发选通控制值中对应的一位有效，其他位无效。M位触发选通控制值的有效位为高电平，即二进制1；无效位为低电平，即二进制0；或者是，M位触发选通控制值的有效位为低电平，即二进制0；无效位为高电平，即二进制1。图7为A相译码选通电路实施例，其中，图7(a)为针对A相电压等级编码值为3位，m等于7，对应不超过7个电压等级编码值的译码选通电路实施例1，图7(b)为针对A相电压等级编码值为4位，m等于10，对应有10个电压等级编码值的译码选通电路实施例2。表1为与图7(a)对应的逻辑真值表；图7(a)中，FD5为ROM存储器，ROM存储器的地址输入端为译码选通电路的信号输入端，L1-L3组成的3位电压等级编码值P1A依次连接至ROM存储器的地址输入端A0-A2；ROM存储器的数据输出端为译码选通电路的信号输出端，其7位数据输出端D0-D6输出7位译码输出值，由7位译码输出值中的M个输出信号组成A相触发选通控制值P2A。

表1中，输出的7位译码输出值为高电平有效，ROM存储器FD5的存储单元内容按照表1写入。图7(a)中，输入的信号L3-L1分别为000至110中的一个时，输出分别使Y11至Y17中的一个为高电平；当输入的信号L3-L1不是000至110中的一个时，使输出的Y11至Y17均为低电平，即输出的A相触发选通控制值无效。图7(a)及表1实施例中，当m等于7，M等于3时，即针对只有3个电压等级区间的电压等级编码值000、001、010进行译码时，其7位译码输出值Y11-Y17中只可能使Y11、Y12、Y13有效，输出的触发选通控制值P2A由其中3位的Y21-Y23组成。

如果要求输出的触发选通控制值为低电平有效，则表1逻辑真值表的输出信号中的1需要改变为0，0需要改变为1；用ROM存储器实现其功能时，存储单元的内容按照表1反相即可。

表1

图7(a)的ROM存储器同样可以用于针对与其他数量电压等级区间一一对应的电压等级编码值进行译码。例如，针对输入为4位电压等级编码值、输出为最多10位触发选通控制值例子进行译码时，4位电压等级编码值L1-L4依次连接至ROM存储器的地址输入端A0-A3；ROM存储器的数据输出端为译码选通电路的信号输出端，其10位数据输出端D0-D9输出10位译码输出值，由10位译码输出值中的M个输出信号组成A相触发选通控制值P2A。扩充表1的内容，使ROM存储器的存储单元依次为0000至1001时，分别使存储单元中的D0至D9位为1，其他位为0；地址为非0000至1001的存储单元中所有位为0；则输入的信号L4-L1分别为0000至1001中的一个时，分别使Y11至Y110中的一个为高电平；当输入的信号L4-L1不是0000至1001中的一个时，使输出的Y11至Y110均为低电平，即输出的触发选通控制值无效。

图7(b)中，FD6为8421BCD译码器74HC42，74HC42的编码值输入端为译码选通电路的信号输入端，A、B、C、D依次连接至4位电压等级编码值L1-L4；74HC42的译码输出端为译码选通电路的信号输出端，其10位译码输出端S0-S9分别为Y11-Y110，Y11-Y110组成10位译码输出值，由10位译码输出值中的M个输出信号组成A相触发选通控制值P2A。表2为与图7(b)对应的逻辑真值表，输出的10位译码输出值为低电平有效，相应地，触发选通控制值也为低电平有效。图7(b)中，输入的信号L4-L1分别为0000至1001中的一个时，分别使Y11至Y110中的一个为低电平；当输入的信号L4-L1不是0000至1001中的一个时，使输出的Y11至Y110均为高电平，即输出的触发选通控制值无效。

如果要求输出的10位触发选通控制值为高电平有效，可以在图7(b)中74HC42的输出S0-S9后面增加一级反相器来实现。

图7(b)及表2实施例中，当m等于10，M等于5时，例如，针对A相P1A只有5个电压等级区间的电压等级编码值0000、0001、0010、0011、0100进行译码时，其10位译码输出值Y11-Y110中只可能使Y11-Y15有效，输出的触发选通控制值P2A由10位译码输出值中的5位Y21-Y25组成。

B相、C相采用与A相相同的译码选通电路。表1、表2的实质是组合逻辑真值表，译码选通电路还可以采用其他能够实现相关功能的电路，例如，由逻辑门电路的组合来实现译码功能。译码选通电路中的ROM存储器，或者是译码器，或者是用其他逻辑器件组成的电路，均采用正单电源+VCC供电。

表2

图8为A相延时保护电路实施例框图，其中，延时检测模块YC1分别对包括A相M位触发选通控制值Y11-Y1M的输入信号Y11-Y1m进行信号延迟得到延迟后的信号Y21-Y2m，其中的Y21-Y2M组成A相延迟后的触发选通控制值P3A；YC1模块同时分别对输入信号Y11-Y1m进行边沿检测得到边沿检测信号Y31-Y3m；不触发区控制信号产生模块YC2输入边沿检测信号Y31-Y3m，将M位触发选通控制值Y11-Y1M中的边沿变化转换为不触发区控制信号P4A输出。图8的实施例框图中，延时检测模块YC1的输入为图7(a)的A相译码选通电路实施例1输出的A相触发选通控制值时，m等于7。图8的实施例框图中，延时检测模块YC1的输入为图7(b)的A相译码选通电路实施例2输出的A相触发选通控制值时，m等于10。B相、C相采用与A相相同的延时保护电路。

图9为延时检测模块中针对输入信号Y11的延时检测电路实施例1。电阻RY0、电容CY0、驱动门FY0实现对Y11的信号延迟，得到Y11经延迟后的信号Y21。电阻RY1、电容CY1、二极管DY1、反相器FY1组成针对输入信号Y11的上升沿检测电路，反相器FY1的输出信号YP1中，在Y11上升沿之后输出与之相应的负脉冲形式的单脉冲。电阻RY2、电容CY2、二极管DY2、反相器FY2、FY3组成针对输入信号Y11的下降沿检测电路，反相器FY3的输出信号YP2中，在Y11下降沿之后输出与之相应的负脉冲形式的单脉冲。与非门FY4实现的是或逻辑(负逻辑下)功能，当输入信号YP1、YP2中有负脉冲产生时，与非门FY4输出的边沿检测信号Y31中产生正脉冲，即当输入信号Y11有变化时，与非门FY4输出一个正脉冲形式的单脉冲。图9中，驱动门FY0、反相器FY1、反相器FY3优选带施密特输入的器件，例如，反相器选择74HC14，CD40106等等；驱动门FY0可由2个带施密特输入的反相器组成。

图10为延时检测模块中针对输入信号Y11的延时检测电路实施例2。反相器FY5、电阻RY3、电容CY3对输入信号Y11进行反相和延迟，得到Y11经延迟的反相信号YP0；反相器FY6再将YP0反相，得到Y11经延迟后的信号Y21。与非门FY7输入的信号为Y11和Y11经延迟的反相信号YP0，输出信号YP1中产生与Y11上升沿相应的负脉冲形式的单脉冲；或门FY8输入的信号为Y11和Y11经延迟的反相信号YP0，输出信号YP2中产生与Y11下降沿相应的负脉冲形式的单脉冲。与非门FY9实现的是或逻辑(负逻辑下)功能，当输入信号YP1、YP2中有负脉冲产生时，与非门FY9输出的边沿检测信号Y31中产生正脉冲，即当输入信号Y11有变化时，与非门FY9输出一个正脉冲形式的单脉冲。图10中，反相器FY6、与非门FY7、或门FY8优选带施密特输入的器件，例如，反相器选择74HC14，CD40106等等；与非门选择74HC132、CD4093等等；或门选择74HC7032，或者是选择2个带施密特输入的反相器和1个与非门来实现或门功能。

图11为延时检测模块中针对输入信号Y11的延时检测电路实施例3，其中由电阻RY1、电容CY1、二极管DY1、反相器FY1组成针对输入信号Y11的上升沿检测电路，和由电阻RY2、电容CY2、二极管DY2、反相器FY2、FY3组成针对输入信号Y11的下降沿检测电路，以及利用与非门FY4输出边沿检测信号Y31的电路与图9的实施例1相同。图11中，由反相器FY11、FY12、FY13、FY14实现对Y11的信号延迟，得到Y11经延迟后的信号Y21。

针对输入信号Y11的延时检测电路可以选择图9、图10、图11实施例1-3中的任何一种；通常情况下，针对A、B、C三相触发选通控制值中的所有信号，均采用同一种延时检测电路。例如，设m等于7，A、B、C三相共需要21个延时检测电路；21个延时检测电路可以全部采用图9的实施例1，或者是全部采用图10的实施例2，或者是全部采用图11的实施例3。延时检测电路也可以采用满足要求的其他电路来实现其功能。

各相的不触发区控制信号产生模块的功能是，当输入针对本相触发选通控制值的边沿检测信号中的任何一个或者多个产生有与边沿相关的单脉冲时，该相的不触发区控制信号中输出一个单脉冲。图12为A相不触发区控制信号产生模块实施例，由包括有m个输入的或非门FY10、m个下拉电阻Rz1-Rzm、m个边沿检测信号选通开关z1-zm的电路实现相应的功能，A相的m位边沿检测信号Y31-Y3m分别经边沿检测信号选通开关z1-zm连接至或非门FY10的m个输入端，下拉电阻RZ1-RZm用于当某个z1-zm开路时，将相应的或非门FY10输入信号下拉为低电平；或非门FY10输出为A相的不触发区控制信号P4A。图12实施例中，不触发区控制信号输出的单脉冲为负脉冲，即不触发区控制信号低电平有效；将或非门FY10换成或门时，不触发区控制信号输出的单脉冲为正脉冲。如果输入的边沿检测信号Y31-Y3M中产生的有与边沿相关的单脉冲为负脉冲，则图12中的或非门FY10应该更改为与非门或者是与门，实现负逻辑下的或逻辑功能。

每相译码选通电路输出的m位译码输出值全部送至了该相延时保护电路的m位输入端；m个边沿检测信号选通开关z1-zm用于将m位译码输出值中的M位触发选通控制值连接至或非门FY10的输入端，将M小于m时，多余的输入信号不连接至或非门FY10的输入端；例如，m等于7，M也等于7时，边沿检测信号选通开关z1-z7全部接通；m等于7，M等于3时，边沿检测信号选通开关z1-z3接通，z4-z7断开，下拉电阻RZ4-RZ7将开关z4-z7后面的或非门FY10输入端信号下拉为低电平，此时，不触发区控制信号由Y11-Y13中的边沿变化所产生。A相译码选通电路的实施例1和实施例2中，当M小于m时，除了M位触发选通控制值之外的m位数据中的其他数据不会发生变化，例如，译码选通电路实施例1中M等于3时，其余的4位输出为不变的低电平，不会产生边沿检测信号；译码选通电路实施例2中M等于5时，其余的5位输出为不变的高电平，不会产生边沿检测信号；因此，当M小于m时，即使将m位边沿检测信号Y31-Y3m全部连接至或非门FY10的输入端，m位译码输出值中除M位触发选通控制值之外的信号不会使不触发区控制信号中输出单脉冲；因此，采用译码选通电路实施例1或者实施例2输出m位译码输出值时，图12中的m个下拉电阻Rz1-Rzm、m个边沿检测信号选通开关z1-zm可以不用，将m位边沿检测信号Y31-Y3m直接全部连接至或非门FY10的输入端。

延时保护电路中的所有门电路均采用正单电源+VCC供电。图13为延时保护电路中的部分相关波形示意图。从采样比较电路的原理及要求可知，其输出的A相触发选通控制值发生正常改变时，每次都有2位发生变化。图13中，A相触发选通控制值中的Y11分别发生一次上升沿改变和下降沿改变，Y21是Y11延迟T1时间后的A相触发选通控制值；在图9的延时检测电路实施例1中，T1由电阻RY0与电容CY0的乘积大小(即时间常数大小)决定；在图10的延时检测电路实施例2中，T1由电阻RY3与电容CY3的乘积大小决定；在图11的延时检测电路实施例3中，T1由反相器FY11、FY12、FY13、FY14本身的门延迟时间大小决定。图13中，信号YP1中因Y11上升沿产生的负脉冲宽度为T2；在图9的延时检测电路实施例1和图11的延时检测电路实施例3中，T2由电阻RY1与电容CY1的乘积大小决定；在图10的延时检测电路实施例2中，T2由电阻RY3与电容CY3的乘积大小决定。图13中，信号YP2中因Y11下降沿产生的负脉冲宽度为T3；在图9的延时检测电路实施例1和图11的延时检测电路实施例3中，T3由电阻RY2与电容CY2的乘积大小决定；在图10的延时检测电路实施例2中，T3由电阻RY3与电容CY3的乘积大小决定。图13中，边沿检测信号Y31中的2个正脉冲分别与信号YP1中因Y11上升沿产生的负脉冲和信号YP2中因Y11下降沿产生的负脉冲对应。设在图13的A相触发选通控制值中的Y11发生上升沿改变时，A相触发选通控制值中的Y12发生下降沿改变，此时其对应的边沿检测信号Y32相应产生一个正脉冲；设当Y11发生下降沿改变时，A相触发选通控制值中的Y12同时发生一次上升沿改变，此时其对应的边沿检测信号Y32中相应产生一个正脉冲；在此期间，Y11、Y12之外的其他包括触发选通控制值信号在内的译码输出值信号没有发生变化，相应的边沿检测信号均为低电平，图13中未画出。依据前述的不触发区控制信号产生模块的或逻辑功能，不触发区控制信号产生模块输出的单脉冲宽度与输入的边沿检测信号中共同产生该单脉冲的输入脉冲中最宽的脉冲宽度相同，这种宽度差异是因不同延时检测电路中决定T2、T3的电阻、电容值的差异所造成。图13中，Y31中的第1个正脉冲比Y32中的第1个正脉冲宽，Y31中的第2个正脉冲比Y32中的第2个正脉冲窄，不触发区控制信号P4A中的第1个负脉冲宽度与边沿检测信号Y31中的第1个正脉冲宽度一致，不触发区控制信号P4A中的第2个负脉冲宽度与边沿检测信号Y32中的第2个正脉冲宽度一致。

在图9的延时保护电路中延时检测电路实施例1中，A相触发选通控制值发生改变至对应的不触发区控制信号单脉冲前沿的延迟时间为门电路FY1、FY4以及图12中FY10的延迟时间之和，或者是门电路FY3、FY4以及图12中FY10的延迟时间之和；由电阻RY0与电容CY0的乘积大小决定的A相触发选通控制值的信号延迟时间T1的选择范围是ms数量级，显然，大于A相触发选通控制值发生改变至对应的不触发区控制信号单脉冲前沿的延迟时间，即等级编码值信号延迟改变的时刻晚于A相触发选通控制值发生改变后输出的单脉冲的前沿时刻。严格来说，T1实际上包括电阻RY0与电容CY0所造成的滞后时间，以及门电路FY0的延迟时间之和。图9实施例1中，在选择参数时，要使T2的值和T3的值均大于T1的值，使等级编码值信号延迟改变的时刻满足需早于A相触发选通控制值发生改变后输出的单脉冲的后沿时刻的要求。

在图10延时保护电路中的延时检测电路实施例2中，A相触发选通控制值发生改变至对应的不触发区控制信号单脉冲前沿的延迟时间为门电路FY7、FY9以及图12中FY10的延迟时间之和，或者是门电路FY8、FY9以及图12中FY10的延迟时间之和；T1为ms数量级的数值，显然，此时由电阻RY3与电容CY3的乘积大小决定的A相触发选通控制值的信号延迟时间T1大于A相触发选通控制值发生改变至对应的不触发区控制信号单脉冲前沿的延迟时间，即A相触发选通控制值信号延迟改变的时刻晚于A相触发选通控制值发生改变后输出的单脉冲的前沿时刻。图10的延时检测电路实施例2中，A相触发选通控制值信号延迟改变的时刻与A相触发选通控制值发生改变后输出的单脉冲的后沿时刻均受信号YP0改变的影响；A相触发选通控制值信号延迟改变的时刻为信号YP0改变后再经门电路FY6的延迟；A相触发选通控制值发生改变后输出的单脉冲的后沿时刻为信号YP0改变后再经门电路FY7、FY9和图12中FY10的延迟时间之和，或者是信号YP0改变后再经门电路FY8、FY9和图12中FY10的延迟时间之和；显然，此时A相触发选通控制值信号延迟改变的时刻比A相触发选通控制值发生改变后输出的单脉冲的后沿时刻少经过2个门电路的延迟时间，满足A相触发选通控制值信号延迟改变的时刻需早于A相触发选通控制值发生改变后输出的单脉冲的后沿时刻的要求。

图14为触发单元中触发图3补偿式三相主电路单元实施例1，或者是触发图4中补偿式三相主电路单元的A相主电路中双向晶闸管SR1的触发电路实施例，由交流触发光耦UG1、电阻RG1、电阻RG2组成，触发控制信号P51低电平有效。交流触发光耦UG1可以选择MOC3022、MOC3023、MOC3052、MOC3053等移相型双向晶闸管输出光电耦合器。电源+VCCA为受保护驱动单元控制的A相触发电路受控电源。触发图3补偿式三相主电路单元实施例1的A相主电路中双向晶闸管SR2-SR6，或者是触发图4补偿式三相主电路单元实施例2的A相主电路中双向晶闸管SR2-SR8的触发电路，与触发A相主电路中双向晶闸管SR1的电路结构一样，受A相触发控制信号P5A控制。触发B相主电路中所有双向晶闸管的触发电路结构与触发A相主电路中双向晶闸管SR1的电路结构一样，受B相触发控制信号P5B控制，电源均为+VCCB，为受保护驱动单元控制的B相触发电路受控电源。触发C相主电路中所有双向晶闸管的触发电路结构与触发A相主电路中双向晶闸管SR1的电路结构一样，受C相触发控制信号P5C控制，电源均为+VCCC，为受保护驱动单元控制的C相触发电路受控电源。图15的交流触发光耦UG1从G11、G12输出的触发脉冲，和触发单元中其他交流触发光耦输出的触发脉冲共同组成触发信号P6。

图15为A相触发选通配置电路的实施例1，用于实现触发选通控制值高电平有效且m等于7，即M不超过7，触发控制信号低电平有效且N等于6时的触发选通配置。图15中，42个二极管D11-D76、42个配置开关K11-K76、7根触发控制行线Y21-Y27、6根触发驱动列线VK1-VK6组成二极管触发配置矩阵，电阻RS1-RS6、三极管VS1-VS6组成A相触发控制信号P51-P56的驱动电路，由P51-P56组成A相触发控制信号P5A，控制6个晶闸管。在7根触发控制行线Y21-Y27和6根触发驱动列线VK1-VK6的交叉位置均设置了由二极管和配置开关串联组成的配置支路，配置支路的二极管阳极侧连接至触发控制行线上，阴极侧连接至触发驱动列线上。

将图15的A相触发选通配置电路实施例1用于针对图3补偿式三相主电路单元实施例1中的A相主电路进行补偿控制；设A相交流电源相电压波动范围为220V±10％，要求将其稳定在220V±2％的范围内输出；此时，A相触发选通控制值为7位的Y21-Y27，选择图15中的7根触发控制行线Y21-Y27全部为触发选通控制行线。表3为此时触发选通配置电路的触发选通配置表，列出了针对7位的触发选通控制值Y21-Y27分别有效时，配置相应的有效触发控制信号时二极管触发配置矩阵中配置开关的配置状态。触发选通控制值Y21-Y27的分别有效与电压等级区间1-7对应，触发选通配置电路依据触发选通控制值，通过触发控制信号控制补偿式三相主电路单元实施例1中的A相主电路中双向晶闸管的通断状态进行相应的电压补偿。表3中，列出的配置开关需要配置为导通状态，未列出的配置开关需要配置为断开状态；表3中共有21个配置开关需要配置为导通状态。在某根触发选通控制行线有效时，与其有效时对应通断组合状态需要导通双向晶闸管的触发驱动列线之间的配置开关配置为导通状态，经二极管进行连接，使需要导通双向晶闸管的触发驱动行线有效。例如，A相输入电压为最低的电压等级1、即Y21有效为高电平时，二极管触发配置矩阵中的K11、K14、K16导通，使二极管D11、D14、D16导通，触发驱动行线VK1、VK4、VK6为高电平分别控制三极管VS1、VS4、VS6导通使P51、P54、P56有效去开通双向晶闸管SR1、SR4、SR6，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，控制关断双向晶闸管SR2、SR3、SR5，使TB1、TB2均进行正向补偿；输入电压为电压等级2、即Y22有效为高电平时，二极管触发配置矩阵中的K21、K23、K26导通，使二极管D21、D23、D26导通，触发驱动行线VK1、VK3、VK6为高电平分别控制三极管VS1、VS3、VS6导通使P51、P53、P56有效去开通双向晶闸管SR1、SR3、SR6，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，控制关断双向晶闸管SR2、SR4、SR5，仅使TB2进行正向补偿；输入电压为电压等级4、即Y24有效为高电平时，二极管触发配置矩阵中的K41、K43、K45导通，使二极管D41、D43、D45导通，触发驱动行线VK1、VK3、VK5为高电平分别控制三极管VS1、VS3、VS5导通使P51、P53、P55有效去开通双向晶闸管SR1、SR3、SR5，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，控制关断双向晶闸管SR2、SR4、SR6，实现0电压补偿，即TB1、TB2均不进行补偿；输入电压为电压等级5、即Y25有效为高电平时，二极管触发配置矩阵中的K52、K53、K56导通，使二极管D52、D53、D56导通，触发驱动行线VK2、VK3、VK6为高电平分别控制三极管VS2、VS3、VS6导通使P52、P53、P56有效去开通双向晶闸管SR2、SR3、SR6，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，控制关断双向晶闸管SR1、SR4、SR5，仅使TB1进行反向补偿；输入电压为电压等级7、即Y27有效为高电平时，二极管触发配置矩阵中的K72、K73、K75导通，使二极管D72、D73、D75导通，触发驱动行线VK2、VK3、VK5为高电平分别控制三极管VS2、VS3、VS5导通使P52、P53、P55有效去开通双向晶闸管SR2、SR3、SR5，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，控制关断双向晶闸管SR1、SR4、SR6，TB1、TB2均进行反向补偿；等等。

表3

将图15的A相触发选通配置电路实施例1用于针对图3补偿式三相主电路单元实施例1中的A相主电路进行补偿控制，A相交流电源相电压波动范围为220V±10％，要求将其稳定在220V±4％的范围内输出；此时，A相触发选通控制值为3位的Y21-Y23，选择图15中的3根触发控制行线Y21-Y23为触发选通控制行线。表4为此时触发选通配置电路的触发选通配置表，列出了针对3位的触发选通控制值Y21-Y23分别有效时，配置相应的有效触发控制信号时二极管触发配置矩阵中配置开关的配置状态。A相触发选通控制值Y21-Y23的分别有效与电压等级区间1-3对应。

表4中，列出的配置开关需要配置为导通状态，未列出的配置开关需要配置为断开状态；表4中共有9个配置开关需要配置为导通状态。例如，A相输入电压为最低的电压等级1、即Y21有效为高电平时，二极管触发配置矩阵中的K11、K13、K16导通，使二极管D11、D13、D16导通，触发驱动行线VK1、VK3、VK6为高电平分别控制三极管VS1、VS3、VS6导通使P51、P53、P56有效去开通双向晶闸管SR1、SR3、SR6，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，控制关断双向晶闸管SR2、SR4、SR5，使TB2进行正向补偿；输入电压为电压等级2、即Y22有效为高电平时，二极管触发配置矩阵中的K21、K23、K25导通，使二极管D21、D23、D25导通，触发驱动行线VK1、VK3、VK5为高电平分别控制三极管VS1、VS3、VS5导通使P51、P53、P55有效去开通双向晶闸管SR1、SR3、SR5，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，控制关断双向晶闸管SR2、SR4、SR6，实现0电压补偿；输入电压为电压等级3、即Y23有效为高电平时，二极管触发配置矩阵中的K32、K34、K35导通，使二极管D32、D34、D35导通，触发驱动行线VK2、VK4、VK5为高电平分别控制三极管VS2、VS4、VS5导通使P52、P54、P55有效去开通双向晶闸管SR2、SR4、SR5，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，控制关断双向晶闸管SR1、SR3、SR6，使TB2进行反向补偿。

表4

图16为A相触发选通配置电路的实施例2，用于实现触发选通控制值低电平有效且m等于10，即M不超过10，触发控制信号低电平有效且8，即N等于8的补偿控制时的触发选通配置。图16中，80个二极管D01-D98、80个配置开关K01-K98、10根触发控制行线Y21-Y210、8根触发驱动列线VK1-VK8组成二极管触发配置矩阵，由二极管触发配置矩阵的8根触发驱动列线VK1-VK8直接输出低电平有效的A相触发控制信号P51-P58，组成P5A。在10根触发控制行线Y21-Y210和8根触发驱动列线VK1-VK8的交叉位置均设置了由二极管和配置开关串联组成的配置支路，配置支路的二极管阴极侧连接至触发控制行线上，阳极侧连接至触发驱动列线上。图16的触发选通配置电路实施例2与图15的触发选通配置电路实施例1的主要区别在于触发选通控制值低电平有效，以及由触发选通控制值的低电平有效通过配置导通的二极管，直接作为多个交流触发光耦的输入端发光二极管的驱动源，没有触发控制信号驱动电路。

将图16的A相触发选通配置电路实施例2用于针对图4补偿式三相主电路单元实施例2中的A相主电路进行补偿控制；设A相交流电源相电压波动范围为220V+10％至220V-20％，要求将其稳定在220V±2％的范围内输出；此时，A相触发选通控制值为10位的Y21-Y210，选择图16中的10根触发控制行线Y21-Y210全部为触发选通控制行线。表5为此时触发选通配置电路的触发选通配置表，列出了针对10位的触发选通控制值Y21-Y210分别有效时，配置相应的有效触发控制信号时二极管触发配置矩阵中配置开关的配置状态。触发选通控制值Y21-Y210的分别有效与电压等级区间1-10对应，触发选通配置电路依据触发选通控制值，通过触发控制信号控制补偿式三相主电路单元实施例2中的A相主电路中双向晶闸管的通断状态进行相应的电压补偿。

表5中，列出的配置开关需要配置为导通状态，未列出的配置开关需要配置为断开状态；表5中共有40个配置开关需要配置为导通状态。在某根触发选通控制行线有效时，与其有效时对应通断组合状态需要导通双向晶闸管的触发驱动列线之间的配置开关配置为导通状态，经二极管进行连接，使需要导通双向晶闸管的触发驱动行线有效。例如，A相输入电压为电压等级7、即Y27有效为低电平时，二极管触发配置矩阵中的K71、K73、K75、K77导通，使二极管D71、D73、D75、D77导通，触发驱动行线VK1、VK3、VK5、VK7为低电平去开通双向晶闸管SR1、SR3、SR5、SR7，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，关断双向晶闸管SR2、SR4、SR6、SR8，实现0电压补偿，即TB1、TB2、TB3均不进行补偿；输入电压为电压等级9、即Y29有效为低电平时，二极管触发配置矩阵中的K92、K94、K95、K98导通，使二极管D92、D94、D95、D98导通，触发驱动行线VK2、VK4、VK5、VK8为低电平去开通双向晶闸管SR2、SR4、SR5、SR8，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，关断双向晶闸管SR1、SR3、SR6、SR7，使TB2进行反向补偿；输入电压为电压等级10、即Y210有效为低电平时，二极管触发配置矩阵中的K02、K03、K05、K08导通，使二极管D02、D03、D05、D08导通，触发驱动行线VK2、VK3、VK5、VK8为低电平去开通双向晶闸管SR2、SR3、SR5、SR8，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，关断双向晶闸管SR1、SR4、SR6、SR7，使TB1、TB2同时进行反向补偿；输入电压为电压等级6、即Y26有效为低电平时，二极管触发配置矩阵中的K61、K64、K65、K67导通，使二极管D61、D64、D65、D67导通，触发驱动行线VK1、VK4、VK5、VK7为低电平去开通双向晶闸管SR1、SR4、SR5、SR7，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，关断双向晶闸管SR2、SR3、SR6、SR8，使TB1进行正向补偿；输入电压为电压等级4、即Y24有效为低电平时，二极管触发配置矩阵中的K41、K44、K46、K47导通，使二极管D41、D44、D46、D47导通，触发驱动行线VK1、VK4、VK6、VK7为低电平去开通双向晶闸管SR1、SR4、SR6、SR7，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，关断双向晶闸管SR2、SR3、SR5、SR8，使TB1、TB2同时进行正向补偿；输入电压为电压等级1、即Y21有效为低电平时，二极管触发配置矩阵中的K11、K13、K16、K18导通，使二极管D11、D13、D16、D18导通，触发驱动行线VK1、VK3、VK6、VK8为低电平去开通双向晶闸管SR1、SR3、SR6、SR8，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，关断双向晶闸管SR2、SR4、SR5、SR7，使TB2、TB3同时进行正向补偿；等等。

表5

将图16的A相触发选通配置电路实施例2用于针对图4补偿式三相主电路单元实施例2中的A相主电路进行补偿控制；设A相交流电源相电压波动范围为220V±15％，要求将其稳定在220V±3.5％的范围内输出；此时，A相触发选通控制值为5位的Y21-Y25，选择图16中的5根触发控制行线Y21-Y25为触发选通控制行线。表6为此时触发选通配置电路的触发选通配置表，列出了针对5位的触发选通控制值Y21-Y25分别有效时，配置相应的有效触发控制信号时二极管触发配置矩阵中配置开关的配置状态。触发选通控制值Y21-Y25的分别有效与电压等级区间1-5对应，触发选通配置电路依据触发选通控制值，通过触发控制信号控制补偿式三相主电路单元实施例2中的A相主电路中双向晶闸管的通断状态进行相应的电压补偿。表6中，列出的配置开关需要配置为导通状态，未列出的配置开关需要配置为断开状态；表6中共有20个配置开关需要配置为导通状态。例如，A相输入电压为电压等级3、即Y23有效为低电平时，二极管触发配置矩阵中的K31、K33、K35、K37导通，使二极管D31、D33、D35、D37导通，触发驱动行线VK1、VK3、VK5、VK7为低电平去开通双向晶闸管SR1、SR3、SR5、SR7，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，关断双向晶闸管SR2、SR4、SR6、SR8，实现0电压补偿；输入电压为电压等级1、即Y21有效为低电平时，二极管触发配置矩阵中的K11、K13、K15、K18导通，使二极管D11、D13、D15、D18导通，触发驱动行线VK1、VK3、VK5、VK8为低电平去开通双向晶闸管SR1、SR3、SR5、SR8，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，关断双向晶闸管SR2、SR4、SR6、SR7，使TB3进行正向补偿；输入电压为电压等级5、即Y25有效为低电平时，二极管触发配置矩阵中的K52、K54、K56、K57导通，使二极管D52、D54、D56、D57导通，触发驱动行线VK2、VK4、VK6、VK7为低电平去开通双向晶闸管SR2、SR4、SR6、SR7，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，关断双向晶闸管SR1、SR3、SR5、SR8，使TB2进行反向补偿；等等。

表6

图16的A相触发选通配置电路的实施例2用于针对图4补偿式三相主电路单元实施例2中的A相主电路进行补偿控制时，触发选通控制值中的低电平需要直接驱动四个交流触发光耦的输入端发光二极管发光；交流触发光耦选择MOC3022、MOC3052等时，需要40mA的驱动电流；交流触发光耦选择MOC3023、MOC3053等时，需要20mA的驱动电流。图16的触发选通配置电路的实施例2也可以用于针对图3补偿式三相主电路单元实施例1中的A相主电路进行补偿控制，此时，触发选通控制值中的低电平需要直接驱动三个交流触发光耦的输入端发光二极管发光；交流触发光耦选择MOC3022、MOC3052等时，需要30mA的驱动电流；交流触发光耦选择MOC3023、MOC3053等时，需要15mA的驱动电流。

图15的A相触发选通配置电路的实施例1也可以用于针对图4补偿式三相主电路单元实施例2中的A相主电路进行补偿控制，此时，需要增加触发控制行线数量和触发驱动列线数量。图15、图16扩展时，二极管触发配置矩阵在触发控制行线与触发驱动列线的所有交叉处均需要设置由二极管和配置开关串联组成的配置支路。

B相、C相触发选通配置电路采用A相相同的触发选通配置电路，各自二极管触发配置矩阵中的配置开关采用与A相相同的配置方法与配置状态。

检错判别电路的功能是当判断出触发选通控制值的M位中有且只有一位有效时，令输出的触发选通控制值判别信号有效，否则令输出的触发选通控制值判别信号无效；即触发选通控制值的M位中不只有一位有效时，或者是没有一位有效时，令输出的触发选通控制值判别信号无效。

图17为A相检错判别电路实施例1，输入为A相触发选通控制值Y21-Y27，针对高电平有效的、m为7，即最多为7位的触发选通控制值P3A进行判别；输出的A相触发选通控制值判别信号P7A高电平有效，低电平无效；即输出P7A为1，表示A相触发选通控制值有效；输出P7A为0，表示A相触发选通控制值无效。图17中，FD7为具有7位地址输入和1位数据输出的ROM存储器，7位触发选通控制值Y21-Y27分别经选通开关k1-k7连接至7位地址输入A0-A6，触发选通控制值判别信号P7A从数据输出端D0输出；下拉电阻RX1-RX7用于当选通开关开路时，将相应的ROM存储器输入信号下拉为低电平。表7为A相检错判别电路实施例1的逻辑真值表，也是图17中ROM存储器的存储单元内容数据表。

表7

图17中ROM存储器存储单元的内容按照表7的数据写入。如果输入的A相触发选通控制值P3A为7位，即M等于7，则将图17中的选通开关k1-k7全部闭合，7位触发选通控制值Y21-Y27全部实际输入至ROM存储器的7位地址输入A0-A6。表7中，只有触发选通控制值的7位Y21-Y27中有且只有一位为有效的1时，令输出的A相触发选通控制值判别信号P7A为有效的1，否则令输出的A相触发选通控制值判别信号P7A无效的0，满足检错判别电路的功能要求。

图17中，如果输入的A相触发选通控制值P3A为3位，即M等于3，则将图17中的选通开关k1-k3闭合，k4-k7断开；3位触发选通控制值Y21-Y23实际输入至ROM存储器的3位地址

分区补偿三相交流稳压装置专利购买费用说明

Q：办理专利转让的流程及所需资料

A：专利权人变更需要办理著录项目变更手续，有代理机构的，变更手续应当由代理机构办理。

1：专利变更应当使用专利局统一制作的“著录项目变更申报书”提出。

2：按规定缴纳著录项目变更手续费。

3：同时提交相关证明文件原件。

4：专利权转移的，变更后的专利权人委托新专利代理机构的，应当提交变更后的全体专利申请人签字或者盖章的委托书。

Q:专利著录项目变更费用如何缴交

A：（1）直接到国家知识产权局受理大厅收费窗口缴纳,（2）通过代办处缴纳，（3）通过邮局或者银行汇款,更多缴纳方式

Q：专利转让变更，多久能出结果

A：著录项目变更请求书递交后，一般1-2个月左右就会收到通知，国家知识产权局会下达《转让手续合格通知书》。