专利摘要
本发明公开了一种混合模式电容倍增器电路，包括连接电压模式倍增电路单元和电流模式倍增电路单元；电压模式倍增电路单元包括运算放大器和源跟随器，输入电压信号输入到运算放大器的正输入端，运算放大器的输出端经源跟随器加到运算放大器的负输入端，运算放大器的输出端接电流模式倍增电路单元；电流模式倍增电路单元包括电容C、高摆幅共源共栅电流镜的偏置电路和高摆幅共源共栅电流镜，运算放大器的输出端接电容C的一端，电容C的另一端接电流镜的输入端，电流镜的输出端接输入电压；电流镜的偏置电路为电流镜提供偏置。本发明的混合模式电容倍增器电路具有低功耗；面积小；高低频输入阻抗和宽的工作带宽的特点。
权利要求
1.一种混合模式电容倍增器电路，其特征在于，包括电压模式倍增电路单元和电流模式倍增电路单元，电压模式倍增电路单元的输出端接电流模式倍增电路单元；
所述电压模式倍增电路单元包括运算放大器和源跟随器，输入电压信号输入到运算放大器的正输入端，运算放大器的输出端经源跟随器加到运算放大器的负输入端，运算放大器的输出端接电流模式倍增电路单元；所述运算放大器是以电流镜为负载的差分输入的运算放大器；
所述电流模式倍增电路单元包括电容C、高摆幅共源共栅电流镜的偏置电路和高摆幅共源共栅电流镜，所述运算放大器的输出端接电流模式倍增电路单元的电容C的一端，电容C的另一端接高摆幅共源共栅电流镜的输入端，高摆幅共源共栅电流镜的输出端接输入电压；所述高摆幅共源共栅电流镜的偏置电路为高摆幅共源共栅电流镜提供偏置。
2.根据权利要求1所述的混合模式电容倍增器电路，其特征在于，所述电压模式倍增电路单元包括CMOS管M1、M2、M3、M4、M5、M6和M7，所述M1、M2、M3、M4和M5构成以电流镜为负载的差分输入的运算放大器，所述M6与M7构成源跟随器。
3.根据权利要求2所述的混合模式电容倍增器电路，其特征在于，输入电压接M1的基极，M1的源极接M3的源极，M3的发射极接M4的发射极，M3的基极接M4的基极，M3的源极接M3的基极；
M1的发射极接M2的发射极，M1的发射极接M5的源极，M5的发射极接地，M5的基极接高摆幅共源共栅电流镜的偏置电路；
M2的源极接M4的源极，M2的基极接M6的发射极，M6的发射极接M7的源极，M7的源极接M7的基极，M7的发射极接地；
M4的源极接M6的基极，M6的源极接M4的发射极，M6的源极接地，M4的源极为输出端。
4.根据权利要求1所述的混合模式电容倍增器电路，其特征在于，所述电流模式倍增电路单元包括电容C、CMOS管M8、M9、M10、M11、M12、M13、M14、M15、M16和M17；
所述M8、M10、M11、M12、M13、M14和M15构成高摆幅共源共栅电流镜的偏置电路，为电流镜提供偏置；
所述M9、M10、M16和M17构成高摆幅共源共栅电流镜。
5.根据权利要求4所述的混合模式电容倍增器电路，其特征在于，所述电压模式倍增电路单元的输出端接电容C的一端，电容C的另一端接M15的基极和M15的源极，M15的基极接M14的基极，M14的源极接M13的源极，M13的源极接M13的基极和M11的基极，M11的源极接M12的源极和M12的基极，M12的基极接M16的基极和M9的基极，M9的发射极接M10的源极，M10的基极接M9的源极和M17的基极，M17的源极接M16的发射极，M16的发射极接输入电压，M9的源极接M8的源极，M8的基极接M11的基极；M8的发射极、M11的发射极、M13的发射极、M17的发射极、M10的发射极、M12的发射极、M14的发射极和M15的发射极均接地。
说明书
技术领域
本发明涉及电容倍增器电路领域，更具体地，涉及一种低功耗、高低频输入阻抗、宽的工作带宽和面积小的混合模式电容倍增器电路。
背景技术
电容作为一种基本的电子元件，在各种模拟系统中有广泛的应用。在一些应用如直流-直流(DC-DC)转换器，线性低压降转换器(LDO)及滤波器中，可能需要用到数十皮法级甚至纳法级的大电容。这样的大电容如果集成在芯片中会造成极大的面积损耗，但片外电容需要额外的引脚，会增加印刷电路板(PCB)面积和设计难度，同时又会引入寄生参数，影响电路的性能。电容倍增器就是为解决种问题而应运而生的。它最大的作用是能通过有源器件搭建电路实现小信号等效大电容，从而节约芯片面积，减少生产成本。
电容倍增器电路设计时主要考虑以下几个性能指标：功耗、工作带宽、低频输入阻抗。电容倍增器本质上就是以功耗换取大的面积消耗，因此功耗不能过大。电容倍增器的等效电容主要是为了实现频率补偿等功能，因此其工作带宽必须大于系统的工作带宽。电容倍增器毕竟不是理想电容，在低频时没有无穷大的输入阻抗，在用于补偿时会拉低放大器的输出阻抗，降低其增益，因此电容倍增器的低频输入阻抗必须足够大从而减少下降的增益。
传统的电容倍增器可分为电压模式电容倍增器与电流模式电容倍增其两种结构。
如图1所示是一个传统的电压模式电容倍增器结构。电压模式电容倍增器利用了密勒效应，连接V1与V2两个节点的电容C能等效为2个分别在V1与V2两个节点接地的电容。在V1端的等效电容大小为：
Ceq1≈(V2/V1)C＝AvC (1)因此在输入端能看到一个等效的大电容。
但这种结构存在一定的不足。虽然这种结构由于放大级的增益较大，能产生极大的等效电容，但由于放大级在开环的情况下线性度较差，而且增益也会随工艺，温度变化，因此倍增系数的值很不稳定，致使这种电路不适宜用于对倍增系数精度要求较高的场合。
如图2所示是一个传统的电流模式，在电容C上加一定的电压，产生流过电容C的电流ic，ic被一个受控电流源采样并放大k倍，流过输入节点，那么，流过输入节点的总电流为itot＝ic(1+k)。这样，输入节点的等效输入阻抗为：
即Ceq＝(1+k)C，电容C等效放大了(1+k)倍。
电流模式倍增器的优点在于电流镜的尺寸能通过合适的版图技术很好地匹配，从而能提高倍增系数的精度。同时，这种结构的缺点在于电路的面积和功耗会随倍增系数的增大而增大。这种限制使得在低功耗、小面积的应用要求下，这种电路通常只能提供几十倍的放大倍数。同时等效电容所引入的零点也会影响电路的带宽。
发明内容
本发明为克服上述现有技术所述的至少一种缺陷(不足)，提供一种低功耗、宽的工作带宽和高低频输入阻抗的混合模式电容倍增器电路。
为了实现上述目的，本发明的技术方案如下：
一种混合模式电容倍增器电路，包括电压模式倍增电路单元和电流模式倍增电路单元，电压模式倍增电路单元的输出端接电流模式倍增电路单元；
所述电压模式倍增电路单元包括运算放大器和源跟随器，输入电压信号输入到运算放大器的正输入端，运算放大器的输出端经源跟随器加到运算放大器的负输入端，运算放大器的输出端接电流模式倍增电路单元；所述运算放大器是以电流镜为负载的差分输入的运算放大器；
所述电流模式倍增电路单元包括电容C、高摆幅共源共栅电流镜的偏置电路和高摆幅共源共栅电流镜，所述运算放大器的输出端接电流模式倍增电路单元的电容C的一端，电容C的另一端接高摆幅共源共栅电流镜的输入端，高摆幅共源共栅电流镜的输出端接输入电压；所述高摆幅共源共栅电流镜的偏置电路为高摆幅共源共栅电流镜提供偏置。
其中电压模式倍增电路单元，电路通过带负反馈结构的运算放大器对输入电压信号进行放大，通过使用源跟随器作为运算放大器的反馈网络，能对输入信号进行较精确的放大；电流模式倍增电路单元，通过高摆幅共源共栅电流镜，对流过被放大电容的电流进行采样与放大，该电流镜具有输入阻抗低，输出阻抗高，输出摆幅大的特点，使该电容倍增器电路有宽的工作带宽与高低频输入阻抗。
在一种优选的方案中，所述电压模式倍增电路单元包括CMOS管M1、M2、M3、M4、M5、M6和M7，所述M1、M2、M3、M4和M5构成以电流镜为负载的差分输入的运算放大器，所述M6与M7构成源跟随器。
在一种优选的方案中，输入电压接M1的基极，M1的源极接M3的源极，M3的发射极接M4的发射极，M3的基极接M4的基极，M3的源极接M3的基极；
M1的发射极接M2的发射极，M1的发射极接M5的源极，M5的发射极接地，M5的基极接高摆幅共源共栅电流镜的偏置电路；
M2的源极接M4的源极，M2的基极接M6的发射极，M6的发射极接M7的源极，M7的源极接M7的基极，M7的发射极接地；
M4的源极接M6的基极，M6的源极接M4的发射极，M6的源极接地，M4的源极为输出端。
电压模式倍增电路单元主要作用是对输入的电压信号进行精确的放大。电压模式倍增电路中仅使用了CMOS管，由M1、M2、M3、M4、M5、M6和M7组成。其中M1、M2、M3、M4和M5构成运算放大器，M6和M7构成放大器的反馈网络。通过将运算放大器接为负反馈结构，运算放大器能得到稳定的增益，因此能对输入的电压信号进行精确的放大。
在一种优选的方案中，所述电流模式倍增电路单元包括电容C、CMOS管M8、M9、M10、M11、M12、M13、M14、M15、M16和M17组成；
所述M8、M10、M11、M12、M13、M14和M15构成高摆幅共源共栅电流镜的偏置电路，为电流镜提供偏置；
所述M9、M10、M16和M17构成高摆幅共源共栅电流镜。
在一种优选的方案中，所述电压模式倍增电路单元的输出端接电容C的一端，电容C的另一端接M15的基极和M15的源极，M15的基极接M14的基极，M14的源极接M13的源极，M13的源极接M13的基极和M11的基极，M11的源极接M12的源极和M12的基极，M12的基极接M16的基极和M9的基极，M9的发射极接M10的源极，M10的基极接M9的源极和M17的基极，M17的源极接M16的发射极，M16的发射极接输入电压，M9的源极接M8的源极，M8的基极接M11的基极；M8的发射极、M11的发射极、M13的发射极、M17的发射极、M10的发射极、M12的发射极、M14的发射极和M15的发射极均接地。
电流模式倍增电路单元包括电容C、CMOS管M8、M9、M10、M11、M12、M13、M14、M15、M16和M17。其中电容C将电压模式倍增电路单元的输出电压信号转换为电流信号，加到电流镜结构中。M8、M10、M11、M12、M13、M14和M15构成电流镜的偏置电路，为电流镜提供偏置。M9、M10、M16和M17构成电流镜，能对经电容C转换后的电流信号进行精确放大并反馈到输入端。
与现有技术相比，本发明技术方案的有益效果是：本发明采用标准互补金属氧化物半导体(CMOS)工艺实现，电路结构中只使用了CMOS管和电容，综合利用电压模式和电流模式电容倍增器对小电容进行放大，从而实行小信号等效大电容。电路中并未使用电阻等元件，所以可以得到较小的电路面积；本发明由于使用了电压模式放大，从而只产生较小的功耗，故本发明具有低功耗；面积小；高低频输入阻抗和宽的工作带宽的特点。
附图说明
图1为传统的电压模式电容倍增器电路连接图。
图2为传统的电流模式电容倍增器电路连接图。
图3为本发明的电压模式倍增电路单元连接图。
图4为本发明的电流模式倍增电路单元连接图。
图5为本发明的混合模式电容倍增器电路连接图。
具体实施方式
附图仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；
为了更好说明本实施例，附图某些部件会有省略、放大或缩小，并不代表实际产品的尺寸；
对于本领域技术人员来说，附图中某些公知结构及其说明可能省略是可以理解的。
下面结合附图和实施例对本发明的技术方案做进一步的说明。
如图3，所述电压模式倍增电路单元由CMOS管由M1、M2、M3、M4、M5、M6和M7组成。所述M1、M2、M3、M4和M5构成以电流镜为负载的差分输入的运算放大器，所述M6与M7构成源跟随器结构，作为放大器的反馈网络使用。电路工作时，输入电压信号Vin加到放大器的正输入端，放大器对输入电压信号进行放大后，输出端Vout经反馈网络加到放大器的负输入端，构成负反馈结构。因此，加入反馈网络后放大器的闭环增益为：
如图4，所述电流模式倍增电路单元由电容C、M8、M9、M10、M11、M12、M13、M14、M15、M16和M17组成。Vic为电压模式倍增器电路单元的输出端，电容C将它的输入电压信号转换为电流信号，加入到电流镜中，该电流信号的大小为：
M8、M10、M11、M12、M13、M14和M15为高摆幅共源共栅电流镜的偏置电路，为电流镜提供偏置。M9、M10、M16和M17为高摆幅共源共栅电流镜，能对经电容C转换后的电流信号进行精确放大K倍并反馈到输入端，并提供高的低频输入阻抗，此时电流信号的大小为：
如图5，本发明的总体结构，电压信号从节点Vin输入，经电压模式倍增电路单元闭环放大后，信号由节点A经电容C转换为电流信号并加入到电流模式倍增电路单元，经高摆幅共源共栅电流镜对该电流信号放大后再反馈回输入节点Vin，此时输入节点Vin的等效输入阻抗为：
其中Rout为电流镜的输出阻抗。当电路工作在正常的工作带宽，即上述函数的低频极点与高频零点之间时，该等效输入阻抗可看作：
即得到了放大了KAcl倍的等效电容。
综上所述，本发明的混合模式电容倍增器电路，是具有低功耗、高低频输入阻抗和宽的工作带宽的电容倍增器电路。电压模式倍增电路单元，电流模式倍增电路单元。利用两种模式的电路综合放大，实现了低功耗。
相同或相似的标号对应相同或相似的部件；
附图中描述位置关系的用于仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；
显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。
一种混合模式电容倍增器电路专利购买费用说明
Q：办理专利转让的流程及所需资料
A：专利权人变更需要办理著录项目变更手续，有代理机构的，变更手续应当由代理机构办理。
1：专利变更应当使用专利局统一制作的“著录项目变更申报书”提出。
2：按规定缴纳著录项目变更手续费。
3：同时提交相关证明文件原件。
4：专利权转移的，变更后的专利权人委托新专利代理机构的，应当提交变更后的全体专利申请人签字或者盖章的委托书。
Q:专利著录项目变更费用如何缴交
A：（1）直接到国家知识产权局受理大厅收费窗口缴纳,（2）通过代办处缴纳，（3）通过邮局或者银行汇款,更多缴纳方式
Q：专利转让变更，多久能出结果
A：著录项目变更请求书递交后，一般1-2个月左右就会收到通知，国家知识产权局会下达《转让手续合格通知书》。
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